Ứng dụng Varicap trong đIện tử thông tin

trở thay đổi theo điện áp vμo, có giá trị lớn nhất khi varicap phân cực nghịch vμ rất nhỏ khi varicap phân cực thuận. Cc: điện dung tiếp xúc do dây dẫn. 46 Mạch t−ơng đ−ơng varicap th−ờng đ−ợc sử dụng khi phân cực ng−ợc: RS CJ Hình 4.3 mạch t−ơng đ−ơng của đơn giảnVaricap Công thức tiêu biểu để tính điện dung theo điện áp phân cực: γϕ+= )(V KCV (4.1) Cv: điện dung t−ơng đ−ơng với điện thế vμo V: điện áp đặt lên varicap gồm điện áp phân cực vμ điện áp tín hiệu xoay chiều ACPC VVV += γ: hệ số phụ thuộc vμo vật liệu γ=1/3...1/2 K: hệ số phụ thuộc cấu trúc bán dẫn hiệu điện thế tiếp xúc ϕ= 0,5 ữ 0,65 Đặc tuyến varicap tiêu biểu của Varicap Hình 4.4 Đặc tuyến của Varicap V pF 0 5 10 15 20 25 30 100 50 150 200 250 Điện áp phân cực nghịch Cv Ta nhận thấy điện dung varicap đều thay đổi khi phân cực thuận vμ phân cực nghịch thay đổi. Tuy nhiên, khi phân cực thuận thì dòng qua varicap lμ dòng thuận sẽ thay đổi rất lớn vμ Rp có trị số nhỏ, điều nμy lμm giảm phẩm chất của mạch cộng h−ởng. Trong điều kiện phân cực nghịch, dòng qua varicap rất bé, Rp rất lớn, varicap đ−ợc xem nh− không tiêu tán năng l−ợng (Q↑). Do đó varicap th−ờng đ−ợc phân cực nghịch để lμm việc. Đặc tuyến có dạng tùy thuộc vμo sự phân bố tạp chất trong diode biến dung. 47 Ví dụ phân cực cho Varicap: Tên : BA 163 Điện áp ng−ợc từ –1V đến –12V C−ờng độ dòng điện thuận cực đại: 0V BA163 33 ILvmax = 12/33k = 0,4 mA K ữ-12V-1V 4.2 Các chỉ tiêu kỹ thuật của varicap 1. Điện thế lμm việc cực đại của varicap: MWV (Maximum Working Voltage) lμ điện áp lμm việc cao nhất DC vμ AC ở đỉnh, quá điện áp nμy varicap sẽ hỏng. Điện áp nμy bằng điện áp phân cực, thay đổi tùy từng loại varicap từ -7V ữ -200V 2. Điện áp đánh thủng: BRV (Breakdown Voltage) lμ điện áp lμm cho dòng phân cực gia tăng nhanh gây h− hỏng (đánh thủng). 3. Dòng điện ng−ợc cực đại: lμ dòng điện ứng với điện thế ng−ợc lμm việc cực đại, tùy thuộc vμo loại vμ cách cấu tạo varicap mμ dòng điện nμy thay đổi từ: 0,005μA→5μA. 4. Công suất tiêu tán Pd lμ công suất cực đại mμ varicap có thể tiêu tán đ−ợc. Tùy theo từng loại công suất nμy th−ờng thay đổi từ 200mW đến 2,5W. 5. Điện dung định mức C: lμ điện dung danh định của varicap, nó đ−ợc xác định ở một điện áp nμo đó vμ tần số xác định, giá trị có thể lμ vμi pF đến 2000pF. Các varicap có điện dung định mức thấp th−ờng đ−ợc sử dụng trong các máy thu phát viba. Các giá trị điện dung định mức nh− sau: .1 .2 .3 .4 .5 .6 ...... .9 1PF 3 4 5 6,5 6,6 7 8 8,2 10 12 PF 14 15 18 20 22 22,5 24 27 33 35PF 39 47 50 53 56 65 68 70 71 82PF 100 150 250 350 500 1000 2000PF 6. Hệ số phẩm chất Q : lμ tỷ số điện kháng vμ điện trở nối tiếp sCR Q ω 1= Q đ−ợc ghi rõ ở tần số vμ điện thế nhất định, Q th−ờng có giá trị từ 3 đến 100 48 7. Điện trở nối tiếp Rs: tạo ra chủ yếu do điện trở mối nối bán dẫn, từ cấu trúc bán dẫn đến đầu ra. Tuy nó cũng tỷ lệ với tần số f nh−ng không đáng kể. 8. Tần số cắt fCo: lμ f tại đó Q = 1, thông th−ờng fCo= 50MHz đến 500MHz 9. Tần số cộng h−ởng riêng: lμ tần số bản thân varicap cộng h−ởng không có thμnh phần bên ngoμi. Th−ờng do các điện cảm vμ điện dung trong varicap tạo nên. Thông th−ờng từ 150MHz đến 2GHz. Đối với varicap hoạt động ở tần số thấp thì dòng điện thuận If lμ dòng của varicap cho phép khi nó rơi vμo điều kiện phân cực thuận. Khi điệp áp ng−ợc đặt vμo diode cμng lớn thì khoảng cách d của tiếp giáp cμng tăng vμ Cv giảm. 4.3 Hoạt động của varicap 4.3.1 Varicap trong các mạch lọc V R1 CV R2 + VPC Vo V R2 VPC+ R1 Vo Hình 4.5 CV Trong hai sơ đồ trên ta chọn: R2>>R1 để R2 không ảnh h−ởng đến các thông số mạch lọc. A A ω ω vCR1 1 vCR1 1 Hình 4.6. Mạch lọc thông thấp vμ lọc thông cao 49 4.3.2. Varicap dùng trong mạch lọc nhiễu 4.3.3. Ghép các varicap R1 Cv R2 VPC +_ Hình 4.7 = Cv1 Rp1 Cv2 Rp3 Rp2 Rpr Rptd Cv3 Cvr Cvtd Hình 4.8 4.3.4.Varicap trong mạch cộng h−ởng a. Cộng h−ởng nối tiếp L Cv R Vc + _ Cv L Hình 4.9 50 b. Cộng h−ởng song song Vc + _ Cv R L C1 L Cv Hình 4.10 4.3.5. Varicap trong các bộ nhân tần f1 fn VPC Vo Vi Lọc Lọc Hình 4.11 CV R1 Varicap đ−ợc sử dụng trong các bộ nhân tần có −u điểm lμ đơn giản hơn các mạch nhân tần dùng BJT, FET vì trong bộ nhân tần dùng varicap hầu nh− không cần cung cấp năng l−ợng. Tín hiệu Vi qua bộ lọc f1 tạo ra dòng điện qua varicap. Do đặc tuyến không thẳng của varicap nên sẽ sinh ra các hμi bậc cao của f1. ở đầu ra của bộ lọc thứ hai có fn = nf1 sẽ cho ra tín hiệu lμ nf1. Varicap có điện trở nối tiếp rất bé do đó công suất tiêu thụ lμ 51 do thμnh phần kháng lμ chủ yếu, sự mất mát rất thấp do đó dùng varicap có hiệu suất rất cao, thông th−ờng lμ 90% (so với BJT hay FET hiệu suất cỡ 50%). 4.4. ứng dụng Varicap trong các máy thu Mỗi varicap có điện dung danh định khác nhau, với điện áp phân cực thay đổi sẽ cho ta giá trị CVmin→ CVmax. Tùy thuộc vμo hệ số trùm băng của mỗi băng sóng (K=fmax/fmin) ta chọn varicap thích hợp dựa vμo công thức sau đây: min max min max C C f f = LC f π2 1= fmax ứng với CVmin vμ fmin ứng với CVmax 4.4.1. VARICAP mắc đẩy kéo (cộng h−ởng cân bằng) L R VPC CV CV VAC Hình 4.12 Thông th−ờng chúng ta dùng một varicap để cộng h−ởng. Trong một số tr−ờng hợp đối với tín hiệu xoay chiều varicap sẽ rơi vμo vùng phân cực thuận lμm tăng dòng phân cực, giảm hệ số phẩm chất của mạch, đồng thời lμm quan hệ giữa CV vμ V không còn tuyến tính. Để khắc phục nh−ợc điểm nμy ng−ời ta dùng hai varicap mắc đẩy kéo nh− hình vẽ. Hai Varicap đ−ợc phân cực đồng thời nhờ điện áp phân cực đ−a vμo mạch qua điện trở R. Khi tín hiệu cao tần áp vμo 2 Varicap giống nhau, nó sẽ lái chúng đến những giá trị điện dung cao thấp luân phiên nhau. Do đó điện dung t−ơng đ−ơng của 52 mạch gần nh− không đổi theo điện áp cao tần. Tuy nhiên mạch có nh−ợc điểm lμ lμm giảm giá trị CVtđ, do đó phai chọn varicap có điện dung danh định lớn hơn. 4.4.2.Varicap dùng trong mạch cộng h−ởng đơn tầng. C1 L1 Cv R L2 C2 VPC Rv V Hình 4.13a Varicap cộng h−ởng đơn L1 CV1 R L2 C2 Rv V CV2 Hình 4.13b Varicap đẩy kéo/ cân bằng VPC R: trở phân cực L1, CV: khung cộng h−ởng RV: chỉnh điện áp phân cực cho Varicap L2: cuộn cản cao tần, không cho tín hiệu cao tần từ khung cộng h−ởng trở về gây nhiễu nguồn cung cấp. C2: tụ thoát cao tần. 53 4.4.3. Varicap dùng trong mạch cộng h−ởng nhiều tầng. RFAMP MIX OSC CV2 L2 CV3 L3 L1 CV1 CV4 L4 fc fa fc – fa = fIF Hình 4.14 L5 C1 Cv1 L1 R1 C5 L2 R2 Rv Cv2 L6 C2 L3 L4 R3 R4 C3 C4 Cv3 Cv4 L7 L8 Hình 4.15 54 L5 V Rv L1 L2 L3 L4 R1 R2 R3 R4 L6 L7 L8 CV2 CV1 CV3 CV4 CV5 CV6 CV7 CV8 Hình 4.16 4.4.4. Mạch tự động kiểm soát tần số AFC (Automatic Frequency Control) Th−ờng dùng cho các máy thu FM RFAMP MIX OSC KĐTT DETECTOR AF fIF 10,7 MHz L Cv C2 C1 R1 L1 R2 Mạch AFC fa fo Hình 4.17 RP1 RP2 vo 55 1 : Đặc tuyến chữ S thuận, 2: đặc tuyến chữ S nghịch. Khi f = f0: v0 = 0, f0 ở trị số ổn định. Khi f > f0: v0>0 hoặc v0<0 (tùy theo đặc tuyến chữ S). Khi f0 (tùy theo đặc tuyến chữ S). Mục đích lμ giữ ổn định f0. Gỉa sử f0 thay đổi → f0-fa = fIF thay đổi → đầu ra bộ tách sóng sẽ có vi ≠0 → lμm thay đổi phân cực varicap lμm khung cộng h−ởng trở về f0. 4.4.5 Mạch điều chế FM Vm t t fo fo-Δffo+Δf fo Hình 4.18 V C3 2,2 μF T R1 L1 C2 1000pF C1 1mH 4700pF CV L2 Vc fc ∗Vm fm ∗ CVL2: Khung cộng h−ởng ở đầu ra của 1 bộ dao động, biên độ dao động ở khung nμy đ−ợc giữ không đổi. T: Biến thế liên lạc (âm tần). Vm, fm: Điện áp vμ tần số âm tần cần điều chế. Vc, fc: Điện áp vμ tần số sóng mang cao tần, fc cỡ hμng trăm MHz. Nếu fm cao (chẳng hạn trong video) ng−ời ta thay biến thế T bằng OP-TRON. Varicap V600/V601 Hình 4.19 R1: Điện trở cách ly, C2: tụ ngăn DC, L1: RFC, C3: tụ thoát, C1: tụ thoát cao tần để ngăn ảnh h−ởng cao tần về âm tần. Nếu 2 cuộn dây của biến thế liên lạc cùng cực tính thì: * Khi Vm tăng: điện áp phân cực Cv tăng do đó CV giảm lμm f tăng. * Khi Vm giảm: điện áp phân cực cho Cv giảm nên Cv tăng lμm f giảm. 56 4.4.6. Mạch điều chế AM Khung cộng h−ởng của bộ dao động có tần số sóng mang RF = fsc chuẩn đ−ợc ghép sang (L2, CV) bằng điện cảm. Mỗi khi tín hiệu vm (âm tần) thay đổi lμm thay đổi phân cực varicap vμ lμm CV thay đổi → L2, CV có tần số cộng h−ởng riêng V CH CL f 22 1 π= lệch so với fsc → Biên độ phát xạ ra anten giảm, nghĩa lμ tín hiệu phát ra có biên độ thay đổi theo vm. Ta có thể điều chế theo dạng AM, SSB, DSB,... Trong mạch vì điện trở varicap rất lớn do đó tín hiệu âm tần đ−a vμo điều chế không cần có công suất cao mμ chúng ta có thể thực hiện từ micro sau 2 tầng khuếch đại cũng đủ cho tín hiệu cần điều chế. T 4.4.7. Máy đo sóng hấp thụ (Grid dip meter) Co Lo L Cv C1 5000 R1 C3 Rv VDC + _ fx C2 D1 Khắc độ chỉ f Hình 4.21 Volt kế số Hình 4.20 fsc V C3 R1 L1 C2 Vm C1 CV L2 fm 57 Đây lμ ph−ơng pháp đo tần số để đo các tần số rất lớn (cỡ ≥100MHz) Nếu L vμ Cv đúng tần số → khung L, CV cộng h−ởng mạnh → tụ C2 đ−ợc nạp điện qua D → Volkế số chỉ giá trị cực đại → khi đó đọc Lvμ CV thì ta biết đ−ợc tần số fx cần đo. Cách đo vμ đọc: máy đo có nhiều tầm đo t−ơng ứng với các cuộn dây L, L’, L’’, L’’’. Chẳng hạn: L t−ơng ứng: 10 MHz ữ 20MHz; L’ t−ơng ứng: 20MHz ữ 50MHz L’’t−ơng ứng: 50MHz ữ 100MHz; L’’’ tuơng ứng: 100MHz ữ 300MHz Khi chọn một trong các cuộn dây thì t−ơng ứng với các bảng khắc độ f đ−ợc khắc lên biến trở RV để chỉ trị số f cần đo. Giả sử cần đo một tần số fx nμo đó, tr−ớc tiên ta chọn tầm bằng cách chọn một trong các cuộn dây L, L’, L’’, L’’’, sau đó chỉnh biến trở RV đến lúc t−ơng ứng với μA chỉ giá trị cực đại → đọc đ−ợc giá trị của fx khắc trên bảng khắc độ của RV. Máy đo nμy có khung cộng h−ởng L, CV đ−ợc nhận năng l−ợng từ một khung cộng h−ởng khác nên gọi lμ máy đo sóng hấp thụ. 4.4.8. Máy đo tr−ờng Máy đo c−ờng độ tr−ờng, th−ờng dùng cho ngμnh viễn thông. D C2 .01 C3 .01 C1 .047 L1 CV LS 2.5m R1 1M R2 5k R3 10 VDC C4 1μF Hình 4.22 Volt kế số Dùng để đo c−ờng độ điện tr−ờng tại các điểm thu để xác định vùng có c−ờng độ tr−ờng bằng nhau hoặc mạnh nhất, phục vụ cho công tác qui hoạch hoặc kiểm tra. Giả sử sóng tới có tần số f = 100 MHz tại các điểm khác nhau. Tr−ớc tiên ta chỉnh R3 để L, CV cộng h−ởng đúng tần số của sóng tới f = 100MHz. Lúc đó đọc chỉ số chỉ 58 cực đại của Volkế số. Sau đó vẫn giữ nguyên vị trí chiết áp R3 (để giữ f = 100MHz) vμ tiến hμnh đo t−ơng tự ở các điểm khác nhau cần đo. Mỗi lần di chuyển đến một vị trí, ta ghi chỉ số đọc đ−ợc trên Volkế số. Lμm nh− thế ta sẽ thống kê đ−ợc những vị trí có c−ờng độ điện tr−ờng mạnh nhất. Dây cáp dùng để cách ly nơi đo với ng−ời đang sử dụng máy. R2: dùng để điều chỉnh tầm cho Volt kế. 4.4.9. Máy phát sóng quét: dùng để cân chỉnh cho máy thu 4700p C1 CV L C1 .01 R1 1MΩ L1 RP 50k VDC f0 min 30MHz 6MHz 300kHz Dao động quét f0 max 60MHz 15MHz 600kHz VOutput 10.6 10.7 10.8 f (MHz) VO Hình 4.23 L, CV lμ khung cộng h−ởng của 1 mạch dao động tự kích. Tín hiệu dao động quét có dạng răng c−a sẽ cùng với VDC phân cực cho varicap CV lμm cho điện áp phân cực tăng tuyến tính. Do đó khung dao động L, CV sẽ tạo tần số từ f0min đến f0max. Sau đó nếu ta đ−a tín hiệu Vra vμo mạch tách sóng FM vμ đ−a vμo mạch dao động ký ta sẽ có dạng đặc tuyến chữ S nh− hình vẽ với điều kiện dải tần số f0min → f0max đ−ợc thiết kế trong khoảng trung tần FM, AM của máy thu. Máy nμy có thể kết hợp với máy đánh dấu vμ dao động ký để lμm xuất hiện dạng sóng của đáp tuyến băng 60 Ch−ơng 5 kỹ thuật FM tần số thấp 5.1 Bộ chuyển đổi điện áp sang tần số 5.1.1 Sơ đồ khối So sánh điện áp MonoStable RC Rin I2 C ICC IC nạp xãI1 IC =I2 – I1 = I2 + Vin/Rin t1 Vin1 > Vin2 > Vin3 t1 t2 t1: I2 mở t2: I2 tắt fout VC 0V Hình 5.1 Kỹ thuật FM tần số thấp lμ một ph−ơng thức biến đổi điện áp sang tần số gọi tắt lμ chuyển đổi V TO F. Kỹ thuật nμy đ−ợc sử dụng khá phổ biến trong các mạch xử lý tín hiệu truyền tải hay l−u trữ thông tin. −u điểm của kỹ thuật nμy lμ nhờ công nghệ chế tạo vi mạch để có độ tuyến tính cao trong chuyển đổi V sang F. Độ di tần có thể đạt đến giá trị cực đại. Các ứng dụng phổ biến lμ trong các mạch thu phát hồng ngoại, thông tin quang, thu phát tín hiệu điều khiển từ xa, các loại tín hiệu số, hoặc l−u trữ dữ kiện, thông tin trên băng cassette. Thông th−ờng bộ chuyển đổi có thể kết hợp với một 61 PLL để có độ chính xác cao vμ luôn luôn có tính thuận nghịch, nghĩa lμ có thể chuyển đổi từ điện áp sang tần số vμ ng−ợc lại từ F sang V. 5.1.2 Hoạt động của mạch Bộ chuyển đổi V sang F th−ờng có 3 khối: - Mạch tích phân kết hợp với nguồn dòng I2. - Mạch so sánh điện áp để phát hiện mức điện áp đầu ra của bộ tích phân. - Mạch monostable nhằm tạo xung ở đầu ra mμ mức cao có thời gian t1 không đổi (quyết định bởi mạch RC của Monostable). Trong thời gian t1, xung ở đầu ra có mức 1 (mức cao). Nó đ−ợc đ−a trở về mở nguồn dòng để tạo ra dòng không đổi I2. Dòng I2 chia lμm 2 phần: I2 = IC+I1, trong đó IC lμ dòng nạp cho tụ C của mạch tích phân lμm cho điện áp trên tụ (tức lμ điện áp ở đầu ra của bộ tích phân) có độ dốc âm nh− hình vẽ. Còn dòng I1 thì chạy qua Rin. Bộ so sánh điện áp sẽ so sánh mức điện áp trên đầu ra bộ tích phân vμ giá trị 0 (masse) để tạo 1 xung kích mở mạch Monostable. Trong thời gian t2, điện áp trên đầu ra của mạch Monostable bằng 0 lμm đóng (tắt) nguồn I2. Tụ C sẽ phóng điện qua Rin bằng dòng I1. Năng l−ợng nạp cho tụ C trong thời gian t1 sẽ đ−ợc phóng hết trong thời gian t2. ở cuối thời điểm của t2, mạch so sánh tạo ra 1 xung kích mở mạch Monostable để tạo xung đầu ra mạch Monostable có độ rộng t1 Gọi T =t1 + t2 lμ chu kỳ hoạt động của mạch. T phụ thuộc vμo vin, I2, Rin vμ C. 5.1.3 Thiết lập quan hệ giữa vin vμ fout Trong thời gian t1: tụ nạp điện bằng dòng IC in in C R vIIII +=−= 212 với in in R vI −=1 Điện tích nạp cho tụ trong thời gian t1: 121121 )()(. tR vItIItIq in in CC +=−==Δ (1) Trong thời gian t2: dòng I2 = 0, tụ C sẽ xã điện bằng dòng cố định I1= (-vin/Rin). Điện tích do tụ xả: 62 221. tR vtIq in in C −==Δ (2) Điện tích nạp vμ xả trên tụ bằng nhau nên từ (1) vμ (2) ta suy ra: 1 2 21 212 t. v RIttT t R vt) R vI( in in in in in in −=+=→ −=+ Vậy: 12 1 tRI v T f in in out −== (3) Từ (3) suy ra: fout tỷ lệ với vin với điều kiện I1<< I2 C: không xuất hiện trong biểu thức do đó C không câng phải lμ loại có độ chính xác cao lắm. 12 tRI v f in in out = 5.2 Một số vi mạch chuyển đổi V sang F 5.2.1 Khảo sát IC RC 4151 1 2 3 4 5 6 7 8 RC4151 R0 6.8K R’0 RL 47K Vlogic f0 C0 .01 R4 12K R5 5K RS R3 100K R2 47K CB 1μF R1 100K .1 C2 .1 Vin Hình 5.2 Loại IC nμy đ−ợc sử dụng rất rộng rãi trong các mạch tiêu biểu vμ tần số ngõ ra đạt đến 10KHz. 63 Hoạt động của mạch vμ các tham số: Nguồn dòng I2 đ−ợc mở trong thời gian t1. Dòng nμy sẽ nạp qua tụ C0. CB tham gia vμo mạch tích phân. Độ phi tuyến của quá trình chuyển đổi V sang F lμ 1%. I2 có giá trị danh định lμ 135 μA. Rs để điều chỉnh tầm hoạt động cực đại. R0: nối tiếp với một điện trở nhằm điều chỉnh thời gian t1, R0 phải nằm trong dãy điện trở sau đây: (R0 + R0’): 0,8KΩ ữ680KΩ C0: 1000pF ữ 1μF t1= 1,1R0C0 (thời gian tồn tại xung Monostable) I2 = 1,9/RS , (RS = R4+R5) VCC = 8 ữ 22V Pttmax= 500 mW Vin = 0,2Vữ +VCC 112 tRI vf inout = Các điện trở phải dùng loại chính xác cao có sai số: (0,5 ữ 1)% . Các tụ đ−ợc dùng lμ loại Mylar hay mica. Nguồn cung cấp phải lấy từ nguồn ổn áp chất l−ợng cao. IC nμy có ngõ ra cực thu hở. Muốn biên độ tín hiệu ra bằng bao nhiêu ta thiết kế chọn Vlogic thích hợp bằng cách thay đổi RL. 5.2.2 Khảo sát IC VF-9400 12 3 4 5 6 8 9 12 VF-9400 11 14 10 7 .1 +5V Cin CREF 9.09K 250K R1 500K +5V -5V R210K 50K .1 4.7K 4.7K -5V fout/2 fout Vin Hình 5.3 64 Đặc điểm: - Hoạt động với nguồn cung cấp ±5V - Ngõ vμo lμ một OPAMP dùng kỹ thuật MOSFET hoạt động nh− một bộ tích phân. - VF 9400 đ−ợc thiết kế sao cho dòng điện vμo Iin: (0 ữ 10)μA - Điện trở bên ngoμi 250K, 9.09K ấn định tầm hoạt động với dòng điện vμo định mức thích hợp với vin nμo đó. Ta có thể thực hiện các tầm điện áp khác nhau bằng cách chỉnh biến trở đẻ mỗi tầm thay đổi một Rin. - Tụ CREF (Reference) ảnh h−ởng trực tiếp đến đặc tính chuyển mạch do đó phải có độ ổn định cao, hệ số nhiệt độ thấp vμ độ hấp thu môi tr−ờng thấp. - Tụ Cin đ−ợc chọn từ (3 ữ 10)CREF. - Chân 7 nối trực tiếp đến nguồn –5V để tạo nên điện áp chuẩn vì vậy điện áp cung cấp phải có độ chính xác vμ ổn định cao. - Ngõ ra lμ dạng cực thu hở với BJT bên trong lμ loại NPN với hai ngõ ra lμ fout vμ fout/2. - Điện áp cung cấp giữa chân 14 vμ 4 không đ−ợc v−ợt quá 18V. 5.2.3 Khảo sát IC AD537 13 8 1 5 14 11 12 9 AD 537 4 3 10 +15V Vlogic fout 5K .01 1000p C Rin 1K 1.09K 2K Rs Hình 5.4 Vi 65 - IC chuyển đổi AD 537 lμ một dạng xuất hiện khá phổ biến trong điện tử công nghiệp, nó đ−ợc thiết kế từ một mạch dao động đa hμi ghép cực phát, đ−ợc điều chỉnh bằng nguồn dòng. - Thuận lợi của nó lμ fout có dạng xung vuông rất lý t−ởng độ phi tuyến lμ 0,05% trên toμn bộ tầm hoạt động. - foutmax = 100KHz. - Rin vμ C quyết định tầm điện áp nhập cần chuyển đổi. - AD 537 tiêu thụ dòng tối đa 200 mA. - Hai chân 6, 7 (không dùng trong mạch) đ−ợc sử dụng với mục đích đo nhiệt độ trong đó chân 7 phải đ−ợc nối đến nguồn điện áp chuẩn 1V. - Chân 6 lμ nguồn điện áp đ−ợc lấy từ bộ cảm biến nhiệt độ. Lúc đó ngõ ra sẽ có điện áp tuyến tính theo nhiệt độ với chân 6 nhận điện áp có đặc tính 1mV/10K - 2K lμ biến trở loại POT-LIN. 5.3 Bộ chuyển đổi F → V 1. Hầu hết các IC chuyển đổi V→ F đều có tính thuận nghịch, tùy theo mỗi IC, dạng biến đổi nμy khác nhau. Mạch sửa dạng MonoStable RC fin I2 Rf t1 C Vout Hình 5.5 *Mạch sửa dạng: nhằm tạo ra dạng sóng thích hợp để điều khiển mạch đơn ổn. Điện áp đầu ra sẽ tỷ lệ với tần số đầu vμo fin, điện trở Rf nguồn dòng I2 vμ thòi gian t1. *Mạch đơn ổn (Monostable): Nhằm tạo ra xung có độ rộng t1, trong thời gian nμy nguồn dòng I2 mở. vout = fin.Rf.I2.t1 66 5.4 Một số vi mạch chuyển đổi f sang v 5.4.1 Khảo sát IC chuyển đổi F → V RC4151 1 3 2 45 6 7 8 RC4151 R0 6.8K C0 .01 10K 10K 5K +15V RS 14K CB RB V0 .022 fin Hình 5.6 10K Mạch biến đổi F → V RC4151 có các đặc tính sau đây: vo = fin.RB.I2.t1 Trong đó: I2 = 1,9/Rs, I2 ≤ 140 μA, t1 = 1,1R0C0 . Khi fin = 10 KHz → vout= 10V, độ phi tuyến 1% vout tỷ lệ với fin. 5.5 ứng dụng các bộ chuyển đổi trong TBTP 5.5.1 Bộ nhân vμ chia tần số F/V V/F K R K’’ V1 V2 f2 f1 K’ Hình 5.7 Tần số f2 ở đầu ra (f2= K1f1) vμ K1 có thể (K1>1 hay K1<1) tùy thuộc vμo biến trở R. Một đặc điểm của mạch nhân vμ chia tần số nμy so với các nguyên tắc tr−ớc đây lμ K có thể lμ 1 số lẻ (thập phân) vμ tùy thuộc vμo biến trở R. 67 5.5.2 Bộ tách sóng pha VO F/V F/V f1 f2 K K V1 V2 R R VO = (V2-V1) = K(f2-f1) Hình 5.8 R R Điện áp ra của bộ tách sóng pha: v0= (v2-v1)=K(f2-f1) 5.5.3 Mạch điều chế FM R1 R2 K V/F Mạch lọc Vi Vout VREF Trong đó VREF : nguồn điện áp chuẩn Vi : nguồn tín hiệu vμo R2: chỉnh tần số trung tâm Dùng mạch đệm Opamp để loại bỏ dòng vμo V/F, từ đó mới tính đ−ợc fIF vμ Δf. ffV RR KRV RR KRf IFiREFout Δ±=+++= 21 2 21 1 68 5.5.4 Điều chế FSK (Frequency Shift Key) V/F Mạch lọc VREF Vi R1 Mạch đệm K fout R2 FSK 1 0 1 1 R3 R4 C V1 Vout Điều chế FSK đ−ợc sử dụng rộng rãi trong truyền thông tin số. Về cơ bản nó đ−ợc mã hoá 2 trạng thái cơ bản 0-1. Các tần số f1, f2 nμy không cần có độ phân cách cao. Hình vẽ trên trình bμy mạch điều chế FSK với ngõ vμo có 2 trạng thái 0, 1, t−ơng ứng ở đầu ra 2 tần số f1, f2. Hai điện trở R1 vμ R2 dùng để ấn định f1 vμ f2. Đầu ra của bộ chuyển đổi, tín hiệu đ−ợc biến thμnh hình sine nhờ 1 bộ lọc, để có chất l−ợng cao thì có thể sử dụng bộ lọc dạng vi mạch. Từ đó tín hiệu đ−ợc truyền trên dây điện thoại hoặc có thể l−u dữ trên băng cassette nhờ biến thμnh tín hiệu sine đó. Trong tr−ờng hợp nμy thì ta nên dùng bộ chuyển đổi có độ chính xác cao ví dụ VF 9400 hay AD 537. Vi = 0 ⇒ 1 21 1 fV RR KRf REFout =+= Vi = 1 ⇒ 2 21 2 21 1 fV RR KRV RR KRf iREFout =+++= Suy ra f2 > f1 Chuỗi xung từ đầu ra của bộ V- F qua mạch lọc nh− hình vẽ với độ rộng xung thay đổi, suy ra V0ut có dạng sine Điều kiện thời hằng τ = RC >>. . Nếu thay bộ lọc thông thấp ở trên bằng L, C thì dạng sine chuẩn hơn. . Khi cho Vi = 0 ⇒ V0 sẽ có tần số f1 69 . Khi cho Vi = 1 ⇒ V0 sẽ có tần số f2 > f1 10 0 5.5.5 Giải điều chế FSK Tr−ớc tiên để giảm nhiễu, đầu vμo ta dùng bộ lọc dải thông từ f1 đến f2. Bộ giải mã FSK nhận tín hiệu có 2 tần số f1, f2, qua mạch tách điểm 0 để sửa dạng tín hiệu, sau đó đi qua mạch chuyển đổi F-V vμ nhờ bộ so sánh với mức điện áp chuẩn để tìm lại đ−ợc tín hiệu có 2 mức 0-1. Lọc Tách điểm 0 F/V So sánh f1 f2 Vch 5.5.6 L−u trữ dữ kiện trên băng cassette Dữ kiện số có thể l−u trữ trên băng cassette bằng cách sử dụng các bộ biến đổi V-F. ở các bộ điều chế: các ngõ vμo từ 0 đến 5V. Dữ liệu nμy đ−ợc đ−a vμo bộ V-F với tần số lμm việc từ 5KHz đến 10KHz, qua bộ chia vμ bộ lọc thông thấp vμ ghi vμo băng từ. ở quá trình chuyển đổi ng−ợc lại ta lấy đ−ợc dữ liệu nguyên thủy, qua bộ giải mã vμ lấy lại tín hiệu. Trong tr−ờng hợp muốn l−u trữ dữ liệu số ta dùng các bộ biến đổi V-F nh− bộ điều chế FSK. 70 Ghi Lên Băng V/F : 2 Lọc thông thấp R2 R1 Vi So sánhF/VTách điểm 0 A A VREF Trong tr−ờng hợp chúng ta ghi nhiều dữ liệu trên băng từ thì sẽ có nhiều bộ chuyển FSK t−ơng ứng. GHI Phát FSK 1 FSK 2 Demod FSK 1 Demod FSK 2 Vi1 Vi2 Trong tr−ờng hợp truyền dẫn tínhiệu trên nhiều kênh điện thoại, khi sử dụng các bộ chuyển đổi F-V vμ V-F cần phải sử dụng thêm các bộ lọc để loại bỏ các loại nhiễu trên đ−ờng dây vμ thông th−ờng ph−ơng pháp nμy rất thích hợp cho dải tần số từ 300Hz đến 3kHz. Ph−ơng pháp xử lý tín hiệu qua bộ điều chế vμ giải điều chế FSK cũng t−ơng tự nh− l−u trữ trên băng cassette. 71 Ch−ơng 6 Vòng khoá pha PLL trong điện tử thông tin 6.1 Tổng quan về Vòng khoá pha (Phase Locked Loop - PLL) Vòng khoá pha PLL lμ hệ thống vòng kín hồi tiếp, trong đó tín hiệu hồi tiếp dùng để khoá tần số vμ pha của tín hiệu ra theo tần số vμ pha tín hiệu vμo. Tín hiệu vμo có thể có dạng t−ơng tự hình sine hoặc dạng số. ứng dụng đầu tiên của PLL vμo năm 1932 trong việc tách sóng đồng bộ. Ngμy nay, nhờ công nghệ tích hợp cao lμm cho PLL có kích th−ớc nhỏ, độ tin cậy cao, giá thμnh rẻ, dễ sử dụng. Kỹ thuật PLL đ−ợc ứng dụng rộng rãi trong các mạch lọc, tổng hợp tần số, điều chế vμ giải điều chế, điều khiển tự động v.v... Có hμng chục kiểu vi mạch PLL khác nhau, một số đ−ợc chế tạo phổ thông đa dạng, một số đ−ợc ứng dụng đặc biệt nh− tách âm (Tone), giải mã Stereo, tổng hợp tần số. Tr−ớc đây đa phần PLL bao gồm cả mạch số lẫn t−ơng tự. Hiện nay PLL số trở nên phổ biến. 6.2 Sơ đồ khối Tách sóng pha Lọc thông thấp khuếch đại một chiều VCO vi(t), fi vd(t) vdk(t) fN Hình 6.1 Sơ đồ khối của vòng giữ pha PLL vdc(t) vo(t), fo + Tách sóng pha: so sánh pha giữa tín hiệu vμo vμ tín hiệu ra của VCO để tạo ra tín hiệu sai lệch Vd(t) 72 + Lọc thông thấp: lọc gợn của điện áp Vd(t) để trở thμnh điện áp biến đổi chậm Vdc(t) vμ đ−a vμo mạch khuếch đại một chiều + Khuếch đại một chiều: khuếch đại điện áp một chiều Vdk(t) để đ−a vμo điều khiển tần số của mạch VCO + VCO (Voltage Controled Oscillator): bộ dao động mμ tần số ra đ−ợc điều khiển bằng điện áp đ−a vμo. 6.3 Hoạt động của mạch 6.3.1 Nguyên lý hoạt động Vòng khoá pha hoạt động theo nguyên tắc vòng điều khiển mμ đại l−ợng vμo vμ ra lμ tần số vμ chúng đ−ợc so sánh với nhau về pha. Vòng điều khiển pha có nhiệm vụ phát hiện vμ điều chỉnh những sai số nhỏ về tần số giữa tín hiệu vμo vμ ra. Nghĩa lμ PLL lμm cho tần số của tín hiệu VCO bám theo tần số của tín hiệu vμo. of if Khi không có tín hiệu vi ở ngõ vμo, điện áp ngõ ra bộ khuếch đại Vdc(t) =0, bộ dao động VCO hoạt động ở tần số tự nhiên fN đ−ợc cμi đặt bởi điện trở, tụ điện ngoμi. Khi có tín hiệu vμo vi , bộ tách sóng pha so sánh pha vμ tần số của tín hiệu vμo với tín hiệu ra của VCO. Ngõ ra bộ tách sóng pha lμ điện áp sai lệch Vd(t), chỉ sự sai biệt về pha vμ tần số của hai tín hiệu. Điện áp sai lệch Vd(t) đ−ợc lọc lấy thμnh phần biến đổi chậm Vdc(t) nhờ bộ lọc thông thấp LPF, khuếch đại để thμnh tín hiệu Vdk(t) đ−a đến ngõ vμo VCO, để điều khiển tần số VCO bám theo tần số tín hiệu vμo. Đến khi tần số f0 của VCO bằng tần số fi của tín hiệu vμo, ta nói bộ VCO đã bắt kịp tín hiệu vμo. Lúc bấy giờ sự sai lệch giữa 2 tín hiệu nμy chỉ còn lμ sự sai lệch về pha mμ thôi. Bộ tách sóng pha sẽ tiếp tục so sánh pha giữa 2 tín hiệu để điều khiển cho VCO hoạt động sao cho sự sai lệch pha giữa chúng giảm đến giá trị bé nhất. a/ Dải bắt b/ Dải khóa BL = fmax – fmin fN fmin fmax BC = f2 – f1 f1 f2 fN BC = f2 – f1 f1 f2 Hình 6.2 Dải bắt vμ dải khóa của PLL 73 Dải bắt BC (Capture range): ký hiệu BC=f2- f1, lμ dải tần số mμ tín hiệu vμo thay đổi nh−ng PLL vẫn đạt đ−ợc sự khoá pha, nghĩa lμ bộ VCO vẫn bắt kịp tần số tín hiệu vμo. Nói cách khác, lμ dải tần số mμ tín hiệu vμo ban đầu phải lọt vμo để PLL có thể thiết lập chế độ đồng bộ (chế độ khóa). BC phụ thuộc vμo băng thông LPF. Để PLL đạt đ−ợc sự khóa pha thì độ sai lệch tần số (fi - fN) phải nằm trong băng thông LPF. Nếu nó nằm ngoμi băng thông thì PLL sẽ không đạt đ−ợc khóa pha vì biên độ điện áp sau LPF giảm nhanh. (fi– fN) trong băng thông LPF đồng bộ đ−ợc (fi– fN) ngoμi băng thông LPF, không đồng bộ đ−ợc Điện áp sau LPF f Hình 6.3 Điện áp sau bộ lọc thông thấp Giả sử mạch PLL đã đạt đ−ợc chế độ khoá, VCO đã đồng bộ với tín hiệu vμo. Bây giờ ta thay đổi tần số tín hiệu vμo theo h−ớng lớn hơn tần số VCO thì VCO sẽ bám theo. Tuy nhiên khi tăng đến một giá trị nμo đó thì VCO sẽ không bám theo đ−ợc nữa vμ quay về tần số tự nhiên ban đầu của nó. Ta lμm t−ơng tự nh− trên nh−ng thay đổi tần số tín hiệu vμo theo h−ớng nhỏ hơn tần số VCO. Đến một giá trị nμo đó của tần số tín hiệu vμo thì VCO sẽ không bám theo đ−ợc nữa vμ cũng trở về tần số tự nhiên của nó. Dải giá trị tần số từ thấp nhất đến cao nhất đó của tín hiệu vμo đ−ợc gọi lμ dải khoá. Từ đó ta định nghĩa: Dải khóa BL (Lock range): ký hiệu BL=fmax- fmin, lμ dải tần số mμ PLL đồng nhất đ−ợc tần số f0 với fi. Dải nμy còn gọi lμ đồng chỉnh (Tracking range). Các tần số fmax, fmin tần số cực đại vμ cực tiểu mμ PLL thực hiện đ−ợc khóa pha (đồng bộ). Dải khóa phụ thuộc hμm truyền đạt (độ lợi) của bộ tách sóng pha, khuếch đại, VCO. Nó không phụ thuộc vμo đáp tuyến bộ lọc LPF vì khi PLL khóa pha thì fi- f0 = 0. Khi PLL ch−a khóa pha: fi ≠ f0. Khi PLL khóa pha: fi = f0. ở chế độ khóa pha, dao động f0 của VCO bám đồng bộ theo fi trong dải tần khóa BL rộng hơn dải tần bắt BC. 74 Ví dụ: VCO của một vòng khoá pha PLL có tần số tự nhiên bằng 12MHz. Khi tần số tín hiệu vμo tăng lên từ giá trị 0Hz thì vòng PLL khoá tại giá trị 10MHz. Sau đó tiếp tục tăng thì nó sẽ bị mất khoá pha tại 16MHz. 1. Hãy tìm dải bắt vμ dải khoá. 2. Ta lặp lại các b−ớc trên nh−ng bắt đầu với tần số tín hiệu vμo có giá trị rất cao, sau đó giảm dần. Hãy tính các tần số mμ PLL thực hiện khoá pha vμ mất khoá pha. BL = fmax – fmin fN fmin fmax BC = f2 – f1 f1 f2 8 10 1412 16 MHz Hình 6.4 Dải bắt vμ dải khoá của PLL 1. Dải bắt: BC = f2 – f1=2(12-10)=4MHz Dải khoá: BL = fmax – fmin=2(16-12)=8MHz 2. Đáp ứng của vòng PLL có tính đối xứng, nghĩa lμ tần số tự nhiên tại trung tâm của dải khoá vμ dải bắt. Do đó, khi giảm tần số tín hiệu vμo đến 14MHz thì PLL sẽ bắt đầu thực hiện khoá pha (VCO bám đuổi tín hiệu vμo). Tiếp tục giảm tần số tín hiệu vμo thì đến giá trị 8MHz PLL bắt đầu mất khoá pha (VCO không bám còn bám đuổi tín hiệu vμo đ−ợc nữa). 6.3.2 Tính chất của PLL tuyến tính Giả sử tín hiệu vμo bộ PLL vμ tín hiệu ra của mạch VCO lμ các tín hiệu hình sine có dạng: tVtv iii ωsin)( = , )sin()( oooo tVtv ϕω += oϕ lμ pha ban đầu của vo(t) ooi tt ϕωωϕ −−= )()( : độ lệch pha giữa vi(t) vμ vo(t) od KKK ,, : lần l−ợt lμ hệ số truyền đạt của bộ tách sóng pha, bộ lọc thông thấp+khuếch đại một chiều vμ bộ VCO. 75 Tách sóng pha Lọc thông thấp khuếch đại một chiều VCO vi(t), ωi vd(t) vdk(t) ωN Hình 6.1 Sơ đồ khối của vòng giữ pha PLL vdc(t) vo(t), ωo Trong dải khoá, PLL lμ một mạch điều khiển tuyến tính. Theo các giả thiết ở trên, ta có điện áp ra của bộ tách sóng pha nh− sau: ])cos[(]){cos[( 2 )sin(sin)()()( ooiooi oi ooioioid ttVKV ttVKVtvtKvtv ϕωωϕωω ϕωω ++−−−= =+== (6.1) Khi tần số giới hạn của bộ lọc thông thấp thấp hơn rất nhiều so với )( 2 1 oi ωωπ + thì có thể bỏ qua thμnh phần tần số tổng trong biểu thức (6.1) vμ ta có điện áp điều khiển đ−a đến bộ VCO: )(cos)]([ 2 ])cos[()]([ 2 )( tjGVVKK tjGVVKKvKvtv oi oi d ooioi oi doidk ϕωω ϕωωωω −= =−−−== (6.2) Trong đó: )]([ oijG ωω − : Module của hμm truyền đạt của bộ lọc Xung quanh điểm lμm việc tĩnh, tần số VCO tỉ lệ tuyến tính với điện áp điều khiển vdk. Do đó, ta có thể viết: dkoNo vK=−ωω (6.3) Trong đó: Nω : lμ tần số dao động tự nhiên của VCO (t−ơng ứng với vdk=0). Trong dải bắt, khi iω = hằng số thì hiệu pha giữa vi vμ vo cũng không thay đổi vμ bằng oϕ vì oi ωω = . Do đó, từ (6.2) ta suy ra: 76 o oi ddk VV KKv ϕcos 2 = (6.4) Điện áp điều khiển vdk lμ điện áp một chiều, lμm cho tần số VCO thay đổi một l−ợng: NiNo fffff −=−=Δ (6.5) Hay dkoNo vK=−=Δ ωωω (6.6) Thay (6.4) vμo (6.6) vμ giả thiết 0=oϕ ta tính đ−ợc độ lệch tần tối đa: 2 oi doL VV KKK=Δω (6.7) Suy ra: oidoL VKVKK=Δω2 BL = fmax - fmin fN fmin fmax BC = f2 - f1 f1 f2 fN BC = f2 - f1 f1 f2 Hình 6.2 Dải bắt vμ dải khóa của PLL Nghĩa lμ tần số của VCO chỉ có thể bám theo tần số vμo trong dải Lo ωω Δ± với điều kiện tr−ớc đó mạch đã hoạt động (đã ở trong dải khoá). Vì vậy LωΔ2 hay đ−ợc gọi lμ dải khoá của PLL. Nó đ−ợc phân bố đối xứng với tần số dao động tự do của VCO vμ nh− đã nói, nó không phụ thuộc vμo dải thông của bộ lọc. LL fffB Δ=−= 212 Nf Dải bắt có thể tính đ−ợc nh− sau: Nếu tách mạch điều khiển ở đầu vμo VCO thì tần số ra lμ . Điện áp điều khiển cực đại (khi đóng mạch) đ−a đến VCO đ−ợc tính theo biểu thức (6.2) No ff = )([ 2 oi oi ddk jG VV KKv ωω −= (6.8) Điện áp nμy lμm tần số VCO thay đổi một l−ợng: )([ 2 * oi oi dodko jG VV KKKvK ωωω −==Δ (6.9) 77 Sao cho ở đầu ra bộ tách sóng pha có tần số: (6.10) *' ωωωωω Δ±−=− Nioi Từ (6.10) ta có dải bắt của PLL tuyến tính: )(22 * CoidoC jGVKVKK ωωω Δ≈Δ=Δ (6.11) LωΔ CωΔ Nω dkv iω Dải bắt LωΔ Nω dkv iω Dải Khoá CωΔ Hình 6.5b. Cơ chế khoá vμ bắt của PLL Cũng nh− lý luận ở phần trên, theo hình 6.5b. tần số ra của PLL chỉ bám theo tần số vμo khi Loi ωωω Δ<− ' với điều kiện PLL đã hoạt động trong dải bắt. Vμ khi Coi ωωω Δ<− ' nếu tr−ớc đó PLL ch−a nằm trong dải bắt. Nhờ cơ chế khoá vμ bắt nên PLL có tính chọn lọc theo tần số. 6.3.2 Các thμnh phần của PLL 6.3.2.1 Bộ tách sóng pha (Phase Detector): còn gọi lμ bộ so sánh pha. Có ba loại tách sóng pha: 78 1. Loại t−ơng tự ở dạng mạch nhân có tín hiệu ra tỷ lệ với biên độ tín hiệu vμo. 2. Loại số thực hiện bởi mạch số EX-OR, RS Flip Flop v.v... có tín hiệu ra biến đổi chậm phụ thuộc độ rộng xung ngõ ra tức lμ phụ thuộc sai lệch về pha giữa hai tín hiệu vμo. 3. Loại tách sóng pha lấy mẫu. 1/ Bộ tách sóng pha t−ơng tự: X LPF vi = Asin(ωit + θi) Vd(t) Vdc(t) vi = 2cos(ω0t + θ0) Hình 6.5 Nguyên lý hoạt động của bộ tách sóng pha t−ơng tự Bộ đổi tần hay mạch nhân thực hiện nhân hai tín hiệu. Ngõ ra của nó có điện áp: )]()sin[()]()sin[()( 0000 θ+θ+ω+ω+θ−θ+ω−ω= iiiid tAtAtV Qua bộ lọc thông thấp LPF, chỉ còn thμnh phần tần số thấp. Khi khóa pha (ωi=ω0) có Vd = Asin (θi-θ0). Điện áp nμy tỷ lệ với biên độ điện áp vμo A vμ độ sai pha θe=θI- θ0. Nếu θe nhỏ, hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha coi nh− tuyến tính. Dải khóa giới hạn trong |θe|<π/2. Ta có độ lợi tách sóng pha kφ tính đ−ợc theo công thức: kφ = A (V/radian) Vd θe (Radian) A -A π/2 -π/2 Asin(θe) 2/ Bộ tách sóng pha số: Dùng mạch số EX-OR, R-S Flip Flop v.v... có đáp tuyến so sánh pha dạng: Hình 6.6 Hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha t−ơng tự 79 VBd θe (radian) A -A π/2 -π/2 Hình 6.7 Hμm truyền đạt của bộ tách sóng pha số Đáp tuyến tuyến tính trong khoảng |θe|≤π/2. Độ lợi tách sóng pha: kφ = A/(π/2) = 2A/π Tách sóng pha số EX-OR vμ đáp tuyến: Vd Vd π/2 π 2π0 θeθe Tách sóng pha số dùng R-S Flip Flop vμ đáp tuyến: Vd Điện áp sai lệch biến đổi chậm Vd tại ngõ ra bộ tách sóng pha số tỷ lệ với độ rộng xung ngõ ra tức lμ tỷ lệ độ sai lệch về pha θe (hay tần số tức thời) của hai tín hiệu vμo. 6.3.2.2 Lọc thông thấp LPF S R Q Vd θe Vce θe 2π 0 Rf C R1R C 80 LPF th−ờng lμ mạch lọc bậc 1, tuy nhiên cũng dùng bậc cao hơn để triệt thμnh phần AC theo yêu cầu. LPF có thể ở dạng mạch thụ động hay tích cực. Ngõ ra bộ tách sóng pha gồm nhiều thμnh phần f0, fi, fi-f0, fi+f0, v.v... Sau LPF chỉ còn thμnh phần tần số rất thấp (fi-f0) đến bộ khuếch đại để điều khiển tần số VCO bám theo fi. Sau vμi vòng điều khiển hồi tiếp PLL đ−ợc đồng bộ (khóa pha) fi=f0, tần số phách (fi-f0)=0. Vòng khóa pha hoạt động chính xác khi tần số vμo fi, f0 thấp khoảng vμi trăm KHz trở lại. 6.3.2.3 Khuếch đại một chiều Khuếch đại tín hiệu biến đổi chậm (DC) sau bộ lọc thông thấp LPF. Độ lợi khuếch đại kA. Rf Rf R1 Vd R1 Vd V0 kA = -Rf/R1 RE Rc kA = -RC / (RE + re) Hình 6.8 Khuếch đại một chiều kA = 1 + Rf/R1 6.3.2.4 VCO (Voltage controlled oscillator) Lμ mạch dao động có tần số đ−ợc kiểm soát bằng điện áp . Yêu cầu chung của mạch VCO lμ quan hệ giữa điện áp điều khiển Vdk(t) vμ tần số ra fo(t) phải tuyến tính. Ngoμi ra mạch còn có độ ổn định tần số cao, dải biến đổi của tần sô theo điện áp vμo rộng, đơn giản, dễ điều chỉnh vμ thuận lợi cho việc tổ hợp thμnh vi mạch (không có điện cảm). 81 +Vcc -Vcc Vo, B fo Rc Rc C C R R Vdk Hình 6.9 Mạch VCO tiêu biểu Về nguyên tắc có thể dùng mọi mạch dao động lμ tần số dao động có thể biến thiên đ−ợc trong phạm vi %% 5010 ±ữ± xung quanh tần số dao động tự do. Tuy nhiên các bộ dao động tạo xung chữ nhật đ−ợc sử dụng rộng rãi vì loại nμy có thể lμm việc trong phạm vi tần số khá rộng (từ 1MHz đến khoảng 100MHz). Trong phạm vi từ 1MHz đến 50MHz th−ờng dùng các mạch dao động đa hμi. Hình 6.9 biểu diễn một mạch VCO dao động đa hμi tiểu biểu. Khi nối đầu đIều khiển Vdk với Vcc thì đây lμ một mạch dao động đa hμi thông th−ờng, khi tách ra vμ đặt điện áp đIều khiển Vdk vμo đầu đó thì tần số dãy xung ra biến thiên theo điện áp Vdk. Miền lμm việc fo [KHz] Vdk [v] 1,1 1,0 0,9 -5 0 5 Hình 6.10 Đặc tuyến truyền đạt fo(Vdk) tiêu biểu của VCO 82 Cụ thể nếu Vdk tăng thì thời gian phóng nạp của tụ giảm do đó tần số ra tăng vμ ng−ợc lại. Ta có đặc tuyến truyền đạt fo(Vdk) đ−ợc biểu diễn nh− hình 6.10 Ví dụ: V0 f0 (KHz) -2 -1 0 1 2 140 fN 100 60 Đặc tuyến truyền đạt của 1 VCO có dạng nh− hình vẽ. Khi điện áp vμo VCO bằng 0, tần số dao động tự do lμ fN. Khi điện áp điều khiển thay đổi một l−ợng ΔV0, tần số ra thay đổi một l−ợng Δf0. Độ lợi chuyển đổi V to f của VCO: k0= Δf0/ΔV0 (Hz/V) Tần số fN ở giữa vùng tuyến tính đáp tuyến. Ví dụ khi điện áp vμo thay đổi từ 1V đến –1V, tần số tăng từ 60KHz đến 140KHz. Độ lợi chuyển đổi (hay độ nhạy k0): VKHz V KHz V fk /40 )]1(1[ )14060( 0 0 0 −=−− −=Δ Δ= 6.4 Ưng dụng của vòng khoá pha PLL 6.4.1 Bộ tổng hợp tần số đơn Nh− đã đề cập trong các ch−ơng tr−ớc, trong các máy phát hoặc các máy thu đổi tần cần có các mạch dao động có thể thay đổi tần số để phát hoặc thu các kênh khác nhau. Tr−ớc đây, ng−ời ta thực hiện thay đổi tần số mạch dao động LC bằng cách thay đổi giá trị của L hoặc C. Lúc đó chúng đ−ợc gọi lμ các mạch dao động có thể thay đổi tần số VFO (Variable-frequency Oscillators). Tuy nhiên, mạch dao động th−ờng không có độ ổn định cao trong một dải tần số rộng do giá trị của L vμ C th−ờng thay đổi theo nhiệt độ, độ ẩm vμ các tác nhân khác. Đồng thời chúng th−ờng cồng kềnh vμ giá thμnh cao. 83 Việc sử dụng thạch anh trong mạch dao động có thể tăng độ ổn định tần số dao động lên rất cao, độ di tần t−ơng đối có thể giảm đến vμi phần triệu trong khoảng thời gian dμi. Tuy nhiên, tần số của chúng chỉ có thể thay đổi rất nhỏ bằng cách thay đổi các tụ nối tiếp hoặc song song. Nghĩa lμ nó không tạo ra đ−ợc các tần số khác biệt nhau. Nhiều năm gần đây ng−ời ta kết hợp các mạch dao động thạch anh có tần số ổn định với các chuyển mạch để tạo ra các tần số khác nhau cho các kênh. Tuy nhiên, giải pháp nμy cũng tốn nhiều linh kiện vμ giá thμnh cao. Gần đây, ng−ời ta thiết kế vμ đ−a vμo sử dụng các bộ tổng hợp tần số dựa trên nguyên lý vòng khoá pha PLL. Nó cμng ngμy cμng phổ biến vμ đ−ợc dùng trong hầu hết các máy thu phát hiện đại do tính gọn nhẹ, không yêu cầu độ chính xác cơ khí cao, ứng dụng các thμnh quả của công nghệ sản xuất vi mạch để nâng cao tốc độ vμ tính chính xác của các IC chế tạo nên PLL. Đồng thời khi kết hợp với thạch anh, nó có khả năng tạo ra dải tần rộng, độ chính xác cao, giá thμnh thấp Bộ tách sóng pha LPF VCO fref f0 = Nfref ữ N f0/N Bộ chia lập trình đ−ợc Hình 6.11 Bộ tổng hợp tần số đơn Bộ tổng hợp tần số đơn đ−ợc thiết kế bằng cách đ−a tín hiệu chuẩn từ dao động thạch anh vμo so pha một mạch PLL có bộ chia lập trình đ−ợc nh− hình 5.11. Khi PLL thực hiện khoá pha, thì ta có N ff VCOref = Suy ra orefVCO fNff == . Ví dụ bộ đếm lập trình 74192. Điều nμy có nghĩa lμ khi ta thay đổi N từ bộ chia sẽ nhận đ−ợc các tần số ra khác nhau. Hệ số N có thể đ−ợc chọn giá trị khác nhau bằng cách thay đổi điện áp một vμi 84 chân của IC chia. Do đó bộ tổng hợp tần số nμy có thể đ−ợc điều khiển dễ dμng nhờ máy tính hoặc điều khiển từ xa. Đồng thời, giảm đ−ợc giá thμnh vμ độ phức tạp so với các bộ tổng hợp tần số sử dụng L,C tr−ớc đây. Khuyết điểm duy nhất của mạch nμy lμ nó chỉ tạo ra các tần số bằng bội số của tần số chuẩn . Chẳng hạn, khi frefo Nff = ref=100KHz thì mạch sẽ tạo ra đ−ợc các tần số bằng bội số của 100KHz. Điều nμy phù hợp với ch−ơng trình phát quảng bá FM trong đó khoảng cách giữa các kênh bằng 200KHz. Trong khi đó, nó không phù hợp với ch−ơng trình phát quảng bá AM trong đó khoảng cách kênh lμ 10KHz (thạch anh không thể dao động d−ới tần số 100 KHz) B−ớc thay đổi tần số tối thiểu gọi lμ độ phân giải của bộ tổng hợp tần số. Để khắc phục, ng−ời ta sử dụng một bộ chia cố định để chia nhỏ tần số chuẩn tr−ớc khi đ−a vμo bộ tách sóng pha nh− hình vẽ. ì LPF VCO ữ N ữ Q fref f0 Bộ chia lập trình Hình 6.13 Bộ tổng hợp tần số có tần số ra thấp TA Dao động thạch anh Bộ chia cố định Ví dụ: Hãy thiết kế bộ tổng hợp tần số PLL sử dụng thạch anh 10MHz sao cho nó tạo ra dải tần số phát quảng bá AM từ 540 KHz đến 1700KHz. Bộ tổng hợp tần số đ−ợc biểu diễn nh− hình 5.13. Vì khoảng cách kênh trong thông tin AM lμ 10KHz nên ta thiết kế fref=10KHz. Lúc đó khi N tăng hoặc giảm 1 đơn vị thì tần số đầu ra sẽ chuyển đến kênh kế cận. Từ đó, ta tính đ−ợc hệ số Q nh− sau: 1000 10 10 === KHz MHz f fQ ref OSC 85 Tiếp đến, ta xác định dải thay đổi của N. Khi thay đổi N 1 đơn vị thì tần số ra thay đổi t−ơng ứng 1 kênh. Từ đó, ta có thể xác định giá trị N để tạo ra tần số bất kỳ trong dải tần AM. Chẳng hạn, tại tần số thấp nhất của băng tần: 54 10 540 === KHz KHz f fN ref o tại tần số cao nhất của băng tần: 170 10 1700 === KHz KHz f fN ref o 6.4.2 Giải điều chế FM Nếu PLL khóa theo tần số tín hiệu vμo, điện áp ngõ vμo VCO tỷ lệ với độ dịch tần số VCO kể từ fN. Nếu tần số vμo thay đổi, điện áp điều khiển VCO dịch t−ơng ứng trong khoảng đồng chỉnh BL. Nếu tín hiệu vμo lμ điều tần, điện áp điều khiển VCO chính lμ điện áp giải điều chế FM. PLL dùng để tách sóng FM dải hẹp hoặc dải rộng với độ tuyến tính cao. Giả sử điện áp ra bộ tách sóng pha cực đại lμ Vd, điện áp ngõ vμo VCO lμ kA.Vd, độ di tần cực đại: Δωmax = k0kAVd, k0: lμ độ lợi VCO. Phase Detector LPF VCO Amp kA vdc vi(t) V0(t) k0 Hình 6.14 Dải khóa BL = 2Δωmax = 2.k0kAVd. Dải khóa hay còn gọi lμ dải đồng bộ phải lớn hơn độ di tần của tín hiệu vμo. Giải điều chế FM dùng PLL thực hiện bằng cách cμi đặt tần số dao động tự do fN bằng tần số trung tâm tín hiệu FM ngõ vμo có biên độ không đổi. Trong nhiều ứng dụng cụ thể, tr−ớc tách sóng pha PLL có mạch khuếch đại hạn biên độ. 86 nFCD 38,910.8 3 == τ Ví dụ: IFFM=10,7MHz có PFf C N 2810.3 1 0 == − Băng thông (PLL) chọn lọc tín hiệu sau LPF: 15KHz PF B C 88710.3,13 6 1 == − Chỉnh giảm τ = 75μs Dải khóa vμ ng−ỡng độ nhạy: Điện trở R1 điều chỉnh dải khóa vμ ng−ỡng độ nhạy NE560. Mức tín hiệu điện áp nhỏ nhất ngõ vμo VCO mμ PLL khóa pha gọi lμ ng−ỡng độ nhạy. BL = ±15% fN trong khi FM phát thanh có độ di tần ±75KHz hay 1% fN (10,7MHz). Để giảm giải khóa, tăng giá trị Ω=−=−= 875115 10.12 1 10.12 33 1 RF R (RF biểu thị độ giảm dải khóa từ 15% còn 1% hay bằng 15) 6.4.3 Giải điều chế FSK FSK- dạng đặc biệt tín hiệu FM, chỉ có hai tần số điều tần. Giải điều chế FSK liên quan đến tách (giải mã) tín hiệu quay số điện thoại nút nhấn vμ truyền tín hiệu số FSK. Ngõ ra của PLL dùng cho giải điều chế FSK lμ hai mức điện áp. 1 2 3 4 5 6 7 8 91011121314 15 16 CO VCO output Giải điều chế FM 15k CD CC FM/IF input 1 Deemphasis CC C1 C1 R1 R1 CB +VCC NE 560 Hình 6.15 PLL giải điều chế FM (IC NE 560) 87 Phase Detector LPF VCO Hình 6.16 Giải điều chế FSK dùng PLL > FSK input Giải điều chế FSK 6.4.4 Đồng bộ tần số ngang vμ dọc trong TV Phase Detector LPF VCO fsyn Hình 6.17 mạch đồng bộ tần số ngang vμ dọc f0 = fsyn 6.4.5 Giải điều chế AM [1+mcosω t]cosω Tín hiệu AM có dạng VAM(t) = Vt s 0t. Trong đó tín hiệu âm tần vs(t)= V cosω t có thể đ−ợc giải điều chế bằng cách nhân với tín hiệu sóng mang s s VLO(t) =Acos(ω t + θ ) 0 0 ì LPF V0(t) V(t) VAM(t) VLO(t) = Acos(ω0t + θ0) V(t) = VAM(t).VLO(t) = Vt [1+mcosω t]cosω t.Acos(ω t + θ ) s 0 0 0 88 )]t2cos([cos 2 ]tcosm1[A.V)t(V 000st θωθω +++= Qua LPF còn thμnh phân tần số thấp ở ngõ ra 0s t 0 cos]tcosm1[2 A.V)t(V θω+= V0(t) tỷ lệ với m(t) tức lμ tỷ lệ với tín hiệu giải điều chế AM. Đây lμ kiểu tách sóng AM trực tiếp không cần đổi tần, có −u điểm không dùng trung tần, không cần chọn lọc tần số ảnh. Để biên độ tín hiệu ra lớn nhất thì góc pha θ0 phải bằng 0, dao động nội VLO(t) phải khóa pha với sóng mang, kiểu giải điều chế nμy còn gọi lμ tách sóng đồng bộ hay tách sóng nhất quán (coherent Detector), có chất l−ợng hơn tách sóng không nhất quán khi tỷ số S/N nhỏ. Phase Detector LPF DC Amp. VCO ì LPF v0(t) vAM(t) Hình 6.18 Giải điều chế AM 6.4.6 Sử dụng PLL trong FM Stereo 6.4.6.1 Sơ đồ khối máy phát FM Stereo Thμnh phần trong từng khối: L+R: FM mono (L-R)DSB: FM Stereo (L-R)DSB đ−ợc điều chế cân bằng triệt sóng mang (điều biên nén SAM) nhờ một sóng mang phụ fsc=38KHz. Sóng báo: để thông báo cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang nhận lμ Mono hay Stereo. Nếu không có sóng báo thì ch−ơng trình đang nhận lμ FM Mono 89 Nếu có sóng báo thì ch−ơng trình đang nhận lμ FM Stereo. Nếu chất l−ợng sóng FM Stereo chất l−ợng kém thì sóng báo sẽ khoá đ−ờng giải mã FM Stereo vμ máy thu lμm việc nh− khi thu ch−ơng trình FM Mono. Ng−ời ta th−ờng sử dụng ph−ơng pháp PLL để tạo sự đồng bộ của fsc giữa máy phát vμ máy thu để máy thu thực hiện đ−ợc quá trình giải mã FM Stereo. Ngoμi ra còn có tín hiệu gọi lμ sóng thuê bao tần số f=67KHz Hoạt động của mạch: KĐ Tầng điện khg Dđộg chính Nhân tần KĐ Cao tần Lọc hμi AFC Dđộg Chuẩn KĐL + BPF KĐ R Đảo pha + BPF Đccân bằng Dđộg fSC Chia 2 Hình 6.19 Sơ đồ khối máy phát FM Stereo + (L+R) (L+R) (L-R)(L-R) -R (L-R)DSB fPS=19KHz Tín hiệu từ 2 micro L vμ R sẽ đ−ợc 2 tầng khuếch đại micro nâng biên độ. Mạch cộng thứ nhất cộng 2 tín hiệu L vμ R cho ra tín hiệu L+R dμnh cho máy thu FM Mono. Tín hiệu (L+R) sau đó đi qua mạch lọc băng thông để lọc lấy tín hiệu có dải tần số từ 30Hz đến 15KHz vμ đ−a vμo mạch cộng tổng hợp. Trong khi đó bộ cộng thứ 2 sẽ cộng tín hiệu L vμ tín hiệu R sau khi đã đảo pha 1800 để tạo ra tín hiệu (L-R), sau đó qua 90 mạch lọc băng thông để lọc lấy tín hiệu trong dải tần từ 30Hz đến 15KHz. Tín hiệu nμy đ−ợc đ−a qua mạch điều chế cân bằng với tần số sóng mang phụ fsc = 38KHz (bằng dao động thạch anh) dùng cho máy thu FM stereo. Đồng thời dao động sóng mang phụ fsc = 38KHz đ−ợc chia đôi vμ hạn biên để tạo thμnh sóng báo có tần số fps = 19KHz để cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang thu lμ FM stereo hay mono. Ba tín hiệu (L+R), (L-R)DSB vμ fps=19KHz đ−ợc bộ cộng thứ 3 tạo thμnh tín hiệu tổng hợp. Qua tầng khuếch đại vμ tầng điện kháng nhằm thay đổi điện dung t−ơng đ−ơng, sau đó nó đựoc vμo tầng dao động sóng mang chính để biến đổi thμnh tín hiệu FM, qua bộ nhân tần, khuếch đại cao tần, lọc hμi để loại bỏ các hμi bậc cao. Cuối cùng đ−ợc đ−a ra anten để bức xạ ra anten truyền trong không gian vμ đến máy thu. Bộ AFC nhằm so sánh giữa tần số dao động chuẩn vμ tần số sóng mang chính để luôn luôn ổn định tần số của sóng mang chính nhằm nâng cao chất l−ợng của đμi phát. 6.4.6.2 Phổ của tín hiệu FM Stereo 10% 50% 100% (L-R)LSB (L-R)USB (L-R)DSB(L+R) f 30Hz 15KHz 19KHz 23KHz 37,97KHz 38,03KHz 53KHz 67KHz Hình 6.20 Phổ của tín hiệu FM Stereo 6.4.6.3 Sơ đồ khối máy thu FM Stereo Mạch AFC có nhiệm vụ tạo ra tần số dao động fsc = 38KHz vμ kiểm soát cho dao động chạy đúng tần số vμ pha của đμi phát để đ−a vμo mạch giải mã FM Steero. Tín 91 hiệu sóng báo fps=19KHz vừa để báo cho máy thu biết đ−ợc đμi đang phát lμ FM Stereo hay mono vμ gửi đến máy thu để kiểm soát tần số dao động fsc=38KHz ở máy thu chạy đúng với tần số vμ pha của đμi phát. Hoạt động của mạch: Tín hiệu FM stereo sẽ đ−ợc bộ tách sóng FM Mono tách ra từ tín hiệu trung tần. Đó lμ tín hiệu FM stereo tổng hợp gồm 4 thμnh phần: (L+R), (L-R)DSB, 19KHz vμ 67KHz. Lọc Bg thông Lọc Bg thông Lọc 67KHz Lọc dải hẹp fsc 38KHz X 2 Giải mã FM Stereo Ma trận Tiền KĐ L KĐCS L Tiền KĐ R KĐCS R KĐ Cao tần Trộn tần Dao động KĐ TT1 KĐ TT2 KĐ TT3 Tách sóng FM Hình 6.21 Sơ đồ khối máy thu FM Stereo (L+R) (L-R)DSB (L-R) 2L 2R + Tín hiệu FM stereo tổng hợp sau đó qua mạch lọc băng thông có tần số từ 30Hz đến 15KHz để tạo lại tín hiệu (L+R) vμ đ−a vμo khối ma trận. 92 + Tín hiệu tổng hợp qua mạch khuếch đại băng thông, th−ờng lμ mạch cộng h−ởng để lấy thμnh phần(L-R)DSB stereo vμ đ−a vμo bộ giải mã FM stereo. + Tín hiệu sóng báo fps=19KHz cũng đ−ợc tách ra nhờ bộ tách sóng 19KHz, th−ờng lμ mạch lọc dải hẹp chỉ cho qua tín hiệu hình sine tần số 19KHz. Sau đó nó đ−ợc nhân đôi tần số để phục hồi lại sóng mang phụ fsc=38KHz dựa vμo nguyên tắc hoạt động của vòng khoá pha PLL. + Ngoμi ra tín hiệu sóng báo cũng sẽ điều khiển đèn báo để cho máy thu biết đ−ợc ch−ơng trình đang thu lμ FM stereo hay mono. + Bộ giải mã FM stereo nhân hai tín hiệu (L-R)DSB vμ sóng mang phụ fsc=38KHZ để tạo ra tín hiệu (L-R) tại đầu ra. Sau đó, đ−a vμo khối ma trận, kết hợp với tín hiệu (L+R) để tạo ra tín hiệu L vμ R, qua 2 mạch khuếch đại âm tần vμ phát ra ở 2 loa riêng rẽ, tạo thμnh tín hiệu FM stereo. 6.4.6.4 ứng dụng PLL trong việc giải mã FM Stereo Chia 2 Chia 2 VCO 76KHz Tách sóg pha Điều khiển Giải mã FM stereo Tách sóng 19KHz Ma trận KĐ R KĐ L KĐ đệm VC C (L-R)DSB (L+R) Sóng báo fps=19KHz Hình 6.22 Sơ đồ khối mạch giải mã FM Stereo sử dụng PLL (L-R) Khoá K để mở vμ khoá nguồn cung cấp cho mạch giải mã FM Stereo. Trong tr−ờng hợp thu ch−ơng FM Mono hoặc ch−ơng trình FM Stereo nh−ng chất l−ợng kém không đạt yêu cầu thì khoá K sẽ khóa không cho nguồn VCC cung cấp điện áp cho mạch giải mã FM Stereo, hạn chế nhiễu. 59 thông trung tần trong máy thu hình hệ FCC. Thiết bị nμy gọi lμ máy phát sóng quét vμ đánh dấu (sweep and marker). 39.75 41.25 45.75 47.25 f (MHz) AV Hình 4.24 4.4.10. Volkế DC Dao động thạch anh 27kHz CV 1000p C1 D C2 5000p R1 1M K 1 2 3 R2 R3 R4 150V 1500V Điện áp DC từ 0 đến 1500V 15V L2L1 Hình 4.25 μA kế Khóa K dùng để chuyển (tầm ảo) 15V, 150V, 1500V. Từ dao động thạch anh chuẩn 27MHz ta ghép qua biến thế cảm ứng L1, L2. Thiết kế L2=2ữ3 μH. Định chuẩn sao cho ở tầm tối đa 15V, 150V, 1500V thì L2, CV cộng h−ởng đúng tại tần số f = 27MHz vμ khi đó μA kế chỉ giá trị cực đại. Nếu điện áp DC cần đo < 15V thì tần số cộng h−ởng L CV bây giờ sẽ lệch giá trị 27MHz vμ kim điện kế sẽ chỉ giá trị bé hơn. Khi đổi tầm đo, tùy thuộc vμo vị trí 1, 2, 3 mμ các điện trở R1, R2, R3, R4 hình thμnh cầu phân áp để suy giảm điện áp 150V vμ 1500V xuống còn tối đa lμ 15V.