Bài giảng Kỹ thuật điện tử - Bài 9: Các khuếch đại nhiều tầng

BÀI 9 CÁC KHUẾCH ĐẠI NHIỀU TẦNG 9.1 Các khuếch đại ghép xoay chiều nhiều tầng 9.2 Các khuếch đại ghép một chiều 9.3 Các khuếch đại vi sai BÀI 9 CÁC KHUẾCH ĐẠI NHIỀU TẦNG 9.1 Các khuếch đại ghép xoay chiều nhiều tầng Ta sẽ bắt đầu nghiên cứu các bộ khuếch đại nhiều tầng bằng cách phân tích một bộ khuếch đại ghép xoay chiều ba tầng trên hình 9.1.1. Chức năng của các tầng khác nhau có thể xem trên mạch tương đương xoay chiều trung tần của bộ khuếch đại trên hình 9.1.2, trong đó tất cả các tụ được thay thế bằng cách ngắn mạch. MOSFET M1 hoạt động theo cấu trúc cực nguồn chung, cung cấp một điện trở đầu vào lớn với hệ số khuếch đại điện áp vừa phải. Transistor lưỡng cực Q2 với cấu trúc cực emitter chung tạo ra tầng thứ hai với hệ số khuếch đại điện áp cao. Transistor Q3, mạch lặp emitter, tạo ra một điện trở đầu ra thấp và làm đệm cho tầng có hệ số khuếch đại cao, Q2, từ một điện trở tải khá thấp (250 W). Trên hình 9.1.2, các điện trở phân cực base được thay thế bởi RB2 = R1||R2 và RB3 = R3||R4. Trong bộ khuếch đại trên hình 9.1.1, cả đầu vào và đầu ra của bộ khuếch đại được ghép xoay chiều qua tụ C1 và C6. Việc bỏ qua các tụ C2 và C4 nhằm thu được hệ số khuếch đại điện áp cực đại từ hai bộ khuếch đại đảo. Các tụ C3 và C5 ghép nối các tầng nhằm truyền tín hiệu xoay chiều giữa các bộ khuếch đại và ngăn các tín hiệu một chiều. Do đó, mỗi điểm Q riêng lẻ của các transistor không bị ảnh hưởng bởi sự ghép nối các tầng lại với nhau. Hình 9.1.2 cho thấy mạch tương đương một chiều của bộ khuếch đại mà trong đó tất cả các tụ được bỏ đi. Sự cách ly ba tầng khuếch đại transistor được thể hiện trên hình này. Hình 9.1.1 Bộ khuếch đại ghép xoay chiều ba tầng a) b) Hình 9.1.2 (a) Mạch tương đương để phân tích xoay chiều. (b) Mạch tương đương một chiều của bộ khuếch đại ghép xoay chiều ba tầng Hệ số khuếch đại điện áp Mạch tương tương đương xoay chiều của bộ khuếch đại ba tầng trên được vẽ đơn giản hoá như trên hình 9.1.3, trong đó ba cặp điện trở song song đã được kết hợp lại như sau: RI1 = 620 Ω || 17.2 kΩ = 598 Ω, RI2 = 4.7 kΩ || 51.8 kΩ = 4.31 kΩ và RL3 = 3.3 kΩ || 250 Ω = 232 Ω. Hệ số khuếch đại điện áp chung của cả bộ khuếch đại có thể được tính như sau: Aυ = = = Aυ3Aυ2Aυ1 (9.1.1) với: = (9.1.2) a) b) Hình 9.1.3 (a) Mạch tương đương xoay chiều đơn giản hoá của bộ khuếch đại ba tầng. (b) Mạch tương đương tín hiệu nhỏ của bộ khuếch đại ba tầng. Ta thấy rằng hệ số khuếch đại điện áp chung được xác định bởi tích số của các hệ số khuếch đại riêng trên mỗi tầng, cũng như tín hiệu điện áp bị suy hao khi đi qua điện trở nguồn. Ta sẽ sử dụng các kiến thức về bộ khuếch đại một transistor để xác định công thức tính hệ số khuếch đại điện áp ba tầng. Tầng thứ nhất là một bộ khuếch đại cực nguồn chung với hệ số khuếch đại cuối là: Aυ1 = = -gm1RL1 (9.1.3) Trong đó RL1 tương ứng với điện trở tải tổng cộng được nối với cực máng của M1. Từ mạch xoay chiều trên hình 9.1.3 (a) và mạch tín hiệu nhỏ ở hình 9.1.3 (b), ta có thể thấy rằng RL1 bằng RI1 mắc song song với Rin2, điện trở đầu vào ở cực base của Q2. Vì Q2 là là một tầng mắc E chung, Rin2 = rπ2: RL1 = 598 Ω || rπ2 = 598 Ω || 2390 Ω = 478 Ω (9.1.4) và hệ số khuếch đại của tầng thứ nhất là: Aυ1 = = -0.01 S × 478 Ω = - 4.78 (9.1.5) Hình 9.1.4 Điện trở đầu vào của bộ khuếch đại ba tầng Hệ số khuếch đại cuối của tầng thứ hai (một bộ khuếch đại mắc E chung): Aυ2 = = -gm2RL2 (9.1.6) Trong đó RL2 tương ứng với tổng điện trở tải nối với collector của Q2. Trên hình 9.1.4, RL2 bằng tổ hợp song song của RI2 và Rin3, với Rin3 tương ứng với điện trở đầu vào của Q3. Q3 là một mạch lặp emitter với Rin3 = rπ3 + (βo3 + 1)RL3. Do đó RL2 sẽ bằng: RL2 = RI2 || [rπ3 + (βo3 + 1)RL3] = 4310 Ω || [1000 Ω + (81)232 Ω] = 3.54 kΩ (9.1.7) và hệ số khuếch đại của tầng thứ hai là: Aυ2 = -62.8 mS × 3.54 kΩ = -222 (9.1.8) Cuối cùng, hệ số khuếch đại của tầng mạch lặp emitter là: Aυ3 = = = = 0.950 (9.1.9) Trước khi có thể hoàn thành việc tính toán hệ số khuếch đại điện áp theo công thức (9.1.1), ta phải tính được điện trở vào Rin để xác định tỷ số υ1/υi ở công thức (9.1.2). Điện trở đầu vào Điện trở đầu vào Rin của bộ khuếch đại có thể được xác định bằng cách tham khảo các hình từ 9.1.2 đến 9.1.4. Vì dòng ig trên hình 9.1.4 bằng 0, ta dễ dàng thấy được điện trở tại nguồn υx chính là Rin = RG = 1MΩ. Chú ý rằng kết quả này độc lập với phần mạch nối với cực nguồn hay cực máng của M1. Hệ số khuếch đại điện áp nguồn tín hiệu Thay giá trị của hệ số khuếch đại từng tầng và các điện trở vào công thức (9.1.1) và (9.1.2) ta tính được hệ số khuếch đại điện áp của cả bộ khuếch đại: Aυ = Aυ3Aυ2Aυ1 = (0.95)(-222)(-4.78) = +998 (9.1.10) Ta thấy rằng mạch khuếch đại ba tầng là một bộ khuếch đại không đảo với hệ số khuếch đại điện áp xấp xỉ 60 dB và điện trở đầu vào bằng 1 MΩ. Vì điện trở đầu vào lớn, chỉ có một phần rất nhỏ (khoảng 1%) tín hiệu vào bị hao phí tại điện trở nguồn. Điện trở đầu ra Điện trở đầu ra Rout của bộ khuếch đại là điện trở thấy được khi nhìn ngược trở lại bộ khuếch đại từ vị trí của tụ C6, như trên các hình 9.1.1 và 9.1.2. Để tính Rout, cần sử dụng điện áp kiểm thử υx ở đầu ra bộ bộ khuếch đại (xem hình 9.1.5), ta thấy rằng điện trở đầu ra của cả bộ khuếch đại được xác định bởi điện trở đầu ra của mạch lặp emitter mắc song song với điện trở 3300 Ω. Có thể viết như sau: ix = ir + ie = (9.1.11) Sử dụng kết quả từ bảng 14.3 (trong giáo trình), ta tính được điện trở đầu ra tổng cộng là: Rout = = 3300||Rout3 = 3300 (9.1.12) trong đó ta cần phải tính được điện trở nguồn tương đương Thévenin của tầng thứ 3: Rth3. Hình 9.1.5 Điện trở đầu ra của bộ khuếch đại ba tầng. Hình 9.1.6 Điện trở nguồn tương đương Thévenin của tầng thứ 3. Rth3 có thể được xác định theo hình 15.6. Tầng thứ 3 (Q3) được bỏ đi và điện áp kiểm thử υx được mắc vào nút υ3. Dòng ix từ nguồn υx được tính như sau: ix = + i2 = + hay Rth3 = = RI2 || = RI2 || ro2 (9.1.13) Rth3 bằng tổ hợp song song của điện trở giữa tầng RI2 và điện trở đầu ra của Q2 (chính bằng ro2 ): Rth3 = 4310 Ω || 54200 Ω = 3990 Ω (9.1.14) Thay vào công thức (9.1.12) để tính điện trở đầu ra của cả bộ khuếch đại: Rout = 3300 Ω = 60.5 Ω (9.1.15) Hệ số khuếch đại công suất và dòng Dòng đầu vào của bộ khuếch đại từ nguồn υs trên hình 9.1.2 được tính bởi: ii = = = 9.90 × 10-7 vi (9.1.16) và dòng đầu ra của bộ khuếch đại là: io = = = = 3.99vs (9.1.17) Kết hợp các công thức (9.1.16) và (9.1.17) ta thu được hệ số khuếch đại dòng: Ai = = = 4.03 × 106 (9.1.18) Kết hợp công thức (9.1.1) và (9.1.18), ta thu được hệ số khuếch đại công suất của cả bộ khuếch đại: AP = = = = 998 × 4.03 × 106 = 4.02 × 109 (9.1.19) Vì điện trở đầu vào của tầng cực nguồn chung là lớn nên dòng đầu vào là nhỏ, và nó cần được tăng lên nhiều lần khi tới đầu ra. Do đó cần có hệ số khuếch đại dòng lớn. Thêm vào đó, hệ số khuếch đại điện áp của bộ khuếch đại có vai trò rất quan trọng, sự kết hợp giữa một hệ số khuếch đại điện áp lớn với một hệ số khuếch đại dòng lớn sẽ tạo ra một hệ số khuếch đại công suất rất lớn. Tầng emitter chung Các tầng emitter chung thường có hệ số khuếch đại điện áp lớn hơn các tầng cực nguồn chung, và để đạt được hệ số khuếch đại điện áp lớn nhất có thể thì người ta thường mắc nối tiếp một số tầng emitter chung, giống như mạch tương đương tín hiệu nhỏ xoay chiều của bộ khuếch đại n tầng trên hình 9.1.7. Hệ số khuếch đại có thể được viết bằng tích của các hệ số khuếch đại từng tầng: Aυ = = Aυ1Aυ2Aυn (9.1.20) Hình 9.1.7 Các bộ khuếch đại emitter chung mắc nối tiếp n tầng. Trừ tầng cuối cùng, các tầng khác đều có hệ số khuếch đại là: Aυi = -gmi(RIi || rπi+1) (9.1.21) Trong đó: gmi = Độ hỗ dẫn của tranzitor thứ i RIi = Điện trở thứ i giữa các tầng rπi+1 = điện trở đầu vào của tranzitor thứ i + 1 Hệ số khuếch đại của tầng cuối cùng là Aυn = gmnRL ≈ -10VCC, trong đó VCC là điện áp nguồn cấp. Có hai giới hạn được quan tâm đặc biệt. Nếu hệ số khuếch đại bị giới hạn bởi các điện trở giữa tầng, thì mỗi tầng có một hệ số khuếch đại xấp xỉ -10VCC và hệ số khuếch đại chung của bộ khuếch đại n tầng là: Aυn = (-10VCC)n (9.1.22) Trong trường hợp thứ hai, hệ số khuếch đại được giả thiết bị giới hạn bởi điện trở vào của các tranzitor, khi đó hệ số khuếch đại trở thành: Aυn = (-1)n βo2βo3βon (10VCC) (9.1.23) Bình thường, ICn ≥ IC1 vì mức tín hiệu và công suất thường tăng dần theo mỗi tầng của bộ khuếch đại. Vì βo thường nhỏ hơn 10VCC, công thức (9.1.23) thường được sử dụng trong thực tế. Công thức (9.1.23) có thể dễ hiểu hơn khi xem xét bộ khuếch đại ba tầng trên hình 9.1.8, trong đó các điện trở giữa tầng được giả thiết là vô cùng lớn. Dòng đầu ra của tầng thứ nhất là -gm1υs. Dòng này sẽ được khuếch đại bởi hệ số khuếch đại dòng ở tầng thứ hai và dòng ở đầu ra sẽ là: ic3 = βo3βo2gm1vi (9.1.24) Hình 9.1.24 Tầng emitter chung lý tưởng Nó sẽ làm tăng điện áp ra trên điện trở tải RL: vo = - βo3βo2gm1RLvi (9.1.25) Hệ số khuếch đại điện áp của cả bộ khuếch đại là: Aυ3 = = - βo3βo2gm1RL = βo3βo2(gm3RL) (9.1.26) Viết các độ hỗ dẫn dưới dạng các dòng collector tương ứng ta thu được công thức giống với dạng (9.1.23): Aυ3 = - βo2βo3(10VCC) (9.1.27) Với bộ khuếch đại có n tầng giống hệt nhau (ICn = IC1) thì công thức (9.1.27) trở thành: Aυn = (-1)n (βo)n-1 (10VCC) (9.1.28) Trừ tầng cuối cùng, hệ số khuếch đại điện áp của mỗi tầng theo công thức (9.1.28) sẽ bằng hệ số khuếch đại dòng βo và có thể nhỏ hơn 10VCC. 9.2 Các khuếch đại ghép một chiều Cấu trúc tranzitor kép - Mạch Darlington và Cascode Trong mục này ta sẽ thảo luận về các đặc tính của hai cấu trúc tranzitor ghép một chiều đặc biệt, mạch Darlington và cascode. Các mạch tranzitor kép này hoạt động tương tự như một tranzitor đơn, nhưng có các đặc tính tốt hơn. Tầng Darlington cung cấp một hệ số khuếch đại dòng lớn, trong khi bộ khuếch đại cascode lại có điện trở đầu ra lớn và có một hệ số khuếch đại điện áp thực. Mạch Darlington Trong chế tạo mạch, sẽ rất thuận lợi nếu tạo được một tranzitor có hệ số khuếch đại dòng cao hơn nhiều so với một tranzitor lưỡng cực thông thường. FET có thể không phù hợp vì nó không tạo ra hệ số khuếch đại mong muốn, hoặc công nghệ IC lưỡng cực đang dùng không cho phép chế tạo FET. Mạch trên hình 9.2.1 được gọi là cấu trúc Darlington, hay mạch Darlington, đây là một bộ khuếch đại quan trọng với hai tầng ghép trực tiếp nhằm giải quyết vấn đề nói trên. Mạch Darlington hoạt động tương tự như một tranzitor đơn nhưng có hệ số khuếch đại dòng bằng tích các hệ số khuếch đại dòng của mỗi tranzitor thành phần. Sau đây ta sẽ nói về hoạt động một chiều và xoay chiều của mạch này. Phân tích một chiều Viết công thức tính dòng collector một chiều IC tại đầu ra của tranzitor kép trên hình 9.2.1(a) theo dòng đầu vào base IB: IC = IC1 + IC2 = βF1IB + βF2 IE1 = βF1IB + βF2 (βF1 + 1)IB (9.2.1) rút hệ số βF1βF2 ra ngoài ngoặc ta có: IC = βF1βF2≈ βF1βF2 IB với βF1, βF2 >>1 (9.2.2) a) b) Hình 9.2.1 (a) Cấu trúc Darlington với hai tranzitor. (b) Tranzitor Q’ tương đương IC2 = βo2IE1 ≈ βo2IC1 gm2 ≈ βo1gm1 rπ1 ≈ βo1rπ2 ro1 ≈ βo1ro2 υe = υ1 ≈ Hình 9.2.2 Cấu trúc mạch Darlington hai cổng. Nếu cả hai hệ số khuếch đại dòng đều lớn hơn 1 thì tranzitor kép sẽ có hệ số khuếch đại dòng xấp xỉ bằng tích hai hệ số khuếch đại thành phần. Ngoài ra, chú ý rằng các dòng collector của của hai tranzitor có quan hệ với nhau theo công thức: IC2 ≈ βF2IC1 ≈ IC. Mạch Darlington đòi hỏi điện áp phân cực một chiều lớn hơn so với tranzitor đơn. Điện áp B-E của tranzitor kép tương đương với điện áp rơi trên hai điốt: VBE = VBE1 + VBE2 ≈ 1.4 V (9.2.3) và để giữ cho tiếp giáp C-B của Q1 phân cực ngược thì VCE cũng phải lớn hơn VBE1+VBE2. Phân tích xoay chiều Có thể tìm hiểu hoạt động xoay chiều của mạch Darlington bằng cách sử dụng cấu trúc hai cổng như trên hình 9.2.2 và tính toán các tham số y của nó: i1 = y11v1 + y12v2 i2 = y21v1 + y22v2 (9.2.4) Có thể dễ dàng xác định các tham số này bằng cách thay thế các tranzitor trên hình 9.2.2 bởi mô hình tín hiệu nhỏ, và sử dụng định nghĩa của các tham số để tìm kết quả. Do mối quan hệ giữa IC1 và IC2, các tham số tín hiệu nhỏ của hai tranzitor cũng có quan hệ với nhau theo công thức trên hình 9.2.2. Kết quả của sự phân tích này được viết ở công thức (9.2.5) = (y11)-1 = rπ1 + (βo1 + 1)rπ2 ≈ 2βo1rπ2 y12 ≈ - ≈ 0 = y21 = + ≈ (9.2.5) = (y22)-1 ≈ ro2 || ≈ ro2 Hệ số khuếch đại dòng xoay chiều và hệ số khuếch đại của mạch tranzitor kép Darlington được tính như sau: = = = βo1βo2 = = = 2 = (9.2.6) Từ các công thức (9.2.5) và (9.2.6), ta có thể thấy rằng cấu trúc Darlington hoạt động giống như một tranzitor đơn với hệ số khuếch đại dòng rất lớn, βo1βo2, nhưng có độ hỗ dẫn bằng một nửa so với tranzitor đơn có cùng dòng collector IC. Hệ số khuếch đại dòng lớn dẫn tới điện trở đầu vào lớn; tuy nhiên hệ số khuếch đại của thiết bị kép này bị giảm đi 3 lần. Bộ khuếch đại Cascode - Cấu trúc C-E/C-B Một bộ khuếch đại khác rất quan trọng với hai tranzitor ghép trực tiếp được gọi là cấu trúc khuếch đại E chung và B chung (C-E/C-B hay Common-Emtter/Common-Base). Cấu trúc khuếch đại đặc biệt này còn được gọi là bộ khuếch đại cascode. Bộ khuếch đại cascode rất hữu ích trong khuếch đại dải rộng dùng trong thông tin RF, cũng như trong các nguồn dòng có điện trở đầu ra lớn và trong các bộ khuếch đại có hệ số khuếch đại lớn. Mặc dù mục này chỉ trình bày về phiên bản C-E/C-B của bộ khuếch đại cascode, nó còn có thể được thực hiện với nhiều cấu trúc liên kết khác như C-E/C-S, C-B/C-G, C-E/C-G, C-S/C-G, hay C-S/C-B Phân tích một chiều Trên hình 9.2.3 ta có thể thấy rằng dòng collector của Q1 là dòng emitter của Q2, do đó IC2 = αFIC1. Đối với các tranzitor điển hình có hệ số khuếch đại dòng cao vừa phải, IC2 ≈ IC1, cực B của Q2 phải được mắc với nguồn điện áp VBB đủ lớn để đảm bảo rằng Q1 ở trong vùng hoạt thuận. Giá trị nhỏ nhất của VBB là: VCE1 = VBB - VBE2 ≥ VBE1 hay VBB ≥ 2VBE (9.2.7) và nó ít nhất phải bằng hai lần VBE hay xấp xỉ với 1.4 V. Hình 9.2.3 Mạch Cascode với nguồn phân cực một chiều VBB Hình 9.2.4 Mạch Cascode hai cổng Phân tích xoay chiều Có thể tìm hiểu hoạt động xoay chiều của mạch cascode bằng cách sử dụng cấu trúc hai cổng trên hình 9.2.4 và tính toán các tham số y của nó. Giống như đối với mạch Darlington, các tham số này có thể được xác định bằng cách thay thế các tranzitor trên hình 9.24 bởi mô hình tín hiệu nhỏ của chúng, và thừa nhận quan hệ của các tham số tranzitor theo biểu thức IC2 = αF2IC1. Các kết quả được viết ở công thức (9.2.8). = (y11)-1 = rπ1 y12 ≈ 0 = y21 = αo2gm1 ≈ gm1 (9.2.8) = (y22)-1 ≈ ro2 (1 + gm2(rπ2 || ro1)) ≈ βo2ro2 Hệ số khuếch đại dòng và hệ số khuếch đại của tranzitor kép Cascode được tính như sau: = = βo1αo2 ≈ βo1 (9.2.9) = = βo2 μƒ2 Từ công thức (9.2.8) và (9.2.9), ta có thể thấy rằng cấu trúc cascode hoạt động giống như một tranzitor đơn mắc E chung với dòng collector IC ≈ IC2, nhưng có một hệ số khuếch đại cực lớn, βo2 μƒ2. Tầng cascode thường được dùng trong các mạch vi phân có hiệu suất cao và các bộ khuếch đại thuật toán, nơi nó có thể tạo ra hệ số khuếch đại điện áp rất cao và loại bỏ các chế độ mắc chung cực. Nó cũng có thể được sử dụng để thực hiện các nguồn dòng với điện trở đầu ra rất lớn. 9.3 Các khuếch đại vi sai Có thể sử dụng các bộ khuếch đại vi sai ghép một chiều trên hình 9.3.1 để loại bỏ các tụ này trong hầu hết các thiết kế. Đôi khi sử dụng cấu trúc C-C/C-B, bộ khuếch đại vi sai là một trong những công cụ quan trọng nhất dùng làm cơ sở cho thiết kế mạch tương tự. Các bộ khuếch đại vi sai xuất hiện dưới nhiều dạng khác nhau trong hầu hết các mạch tổ hợp. Mạch này là trái tim của các bộ khuếch đại thuật toán cũng như của hầu hết các mạch tương tự ghép một chiều. Mặc dù bộ khuếch đại vi sai có chứa hai điện trở trong một cấu trúc đối xứng, nó vẫn thường được coi là một bộ khuếch đại đơn tầng, và ta sẽ phân tích để thấy rằng các đặc tính của nó tương tự như một bộ khuếch đại mắc E chung hoặc cực nguồn chung. a) b) Hình 9.3.1 (a) Bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực. (b) Bộ khuếch đại vi sai MOS Các bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực và MOS Hình 9.3.1 là các phiên bản lưỡng cực và MOS của bộ khuếch đại vi sai. Mỗi mạch có hai đầu vào (υ1 và υ2) và điện áp ra kiểu vi sai υOD được định nghĩa bằng điện áp chênh lệch giữa các cực collector hoặc giữa các cực máng của hai tranzitor. Các đầu ra tham chiếu với đất cũng có thể được thiết lập giữa cực collector (υC1, υC2) hoặc cực máng (υD1, υD2) với đất. Sự đối xứng tự nhiên của bộ khuếch đại tạo ra những đặc tính một chiều và xoay chiều rất hữu ích. Tuy nhiên, bộ khuếch đại vi sai chỉ đạt được hiệu suất lý tưởng khi có sự đối xứng hoàn toàn, và những phiên bản tốt nhất được chế tạo bởi công nghệ IC cho phép các tranzitor có các đặc tính gần như giống hệt nhau. Hai tranzitor được gọi là phù hợp nếu chúng có các đặc tính và các tham số giống hệt nhau, nghĩa là sự thiết lập của các tham số (IS, βFO, VA) hoặc (Kn, VTN, λ), điểm Q và nhiệt độ của hai tranzitor là giống nhau. Phân tích một chiều của bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực Điểm hoạt động thụ động (điểm Q) của các tranzitor trong bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực có thể được xác định bằng cách đặt cả hai điện áp đầu vào bằng 0, như trên hình 9.3.2. Trong mạch này, cả hai cực B được nối đất và hai cực E được nối với nhau. Do đó VBE1 = VBE2 = VBE. Nếu các tranzitor Q1 và Q2 được giả thiết là phù hợp thì sự đối xứng của mạch sẽ làm cho VC1 = VC2 = VC, và các dòng cực của hai tranzitor cũng giống hệt nhau: IC1 = IC2 = IC, IE1 = IE2 = IE, IB1 = IB2 = IB. Hình 9.3.2 Mạch dùng để phân tích một chiều của bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực Các dòng emitter có thể được xác định bằng cách viết phương trình vòng mạch bắt đầu từ cực B của Q1: VBE + 2IEREE - VEE = 0 (9.3.1) Do đó: IE = IC = αFIE IB = (9.3.2) Các điện áp tại hai cực C sẽ bằng: VC1 = VC2 = VCC - ICRC (9.3.3) và VCE1 = VCE2. Do bộ khuếch đại đối xứng nên điện áp ra một chiều bằng 0: VOD = VC1 – VC2 = 0 V (9.3.4) Phân tích xoay chiều của bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực Phân tích xoay chiều của bộ khuếch đại vi sai lưỡng cực có thể được đơn giản hoá bằng cách tách các nguồn đầu vào υ1 và υ2 thành các thành phần tín hiệu tương đương: đầu vào kiểu vi sai (υid) và đầu vào kiểu chung (υic), như trên hình 9.3.3, và được định nghĩa bởi: υid = υ1 – υ2 và υic = (υ1 + υ2)/2 (9.3.5) Hình 9.3.3 Định nghĩa điện áp đầu vào kiểu vi sai (υid) và kiểu chung (υic). Các điện áp đầu vào có thể được biểu diễn theo υid và υic như sau: υ1 = υic + υid/2 và υ2 = υic - υid/2 (9.3.6) Việc phân tích mạch có thể được thực hiện bằng cách xếp chồng các thành phần tín hiệu đầu vào kiểu vi sai và kiểu chung. Các điện áp đầu ra kiểu vi sai và kiểu chung, υod và υoc, được định nghĩa theo cách tương tự: υod = υc1 – υc2 và υoc = (υc1 + υc2)/2 (9.3.7) Đối với bộ khuếch đại thông thường, các điện áp υod và υoc sẽ là hàm của υid và υic và có thể viết như sau: = (9.3.8) trong đó có bốn hệ số khuếch đại, được định nghĩa như sau: Add = Hệ số khuếch đại kiểu vi sai Acd = Hệ số khuếch đại chuyển đổi kiểu chung (sang kiểu vi sai) Acc = Hệ số khuếch đại kiểu chung Adc = Hệ số khuếch đại chuyển đổi kiểu vi sai (sang kiểu chung) Đối với bộ khuếch đại đối xứng lý tưởng có các tranzitor cân xứng, Acd và Adc bằng 0, và công thức (9.3.8) sẽ trở thành: = (9.3.9) Trong trường hợp này, tín hiệu đầu vào kiểu vi sai sẽ chỉ tạo được tín hiệu ra kiểu vi sai, và tín hiệu đầu vào kiểu chung sẽ chỉ tạo được tín hiệu ra kiểu chung. Tuy nhiên, khi bộ khuếch đại vi sai không hoàn toàn cân bằng do lỗi của tranzitor, Adc hoặc Acd có thể khác không. Trong các thảo luận tiếp theo, ta sẽ giả thiết các tranzitor là lý tưởng, chỉ trừ một số trường hợp đặc biệt. Phân tích một chiều của bộ khuếch đại vi sai MOSFET Các MOSFET cung cấp điện trở đầu vào rất lớn và thường được sử dụng trong các bộ khuếch đại vi sai chế tạo bằng công nghệ CMOS và BiFET. Để có điện trở đầu ra lớn, các bộ khuếch đại thuật toán sử dụng đầu vào FET có tốc độ xoay lớn hơn nhiều so với các tầng đầu vào dùng công nghệ lưỡng cực. Ta sẽ sử dụng bộ khuếch đại vi sai MOSFET để ứng dụng vào việc phân tích nửa mạch. Đối với phân tích một chiều bằng phương pháp nửa mạch, bộ khuếch đại được vẽ lại dưới dạng đối xứng như trên hình 9.3.4(a). Nếu các kết nối trên trục đối xứng được thay thế bởi mạch hở, và hai điện áp đầu vào được đặt bằng 0, ta thu được nửa mạch như trên hình 9.3.4(b) và sử dụng nó cho phân tích một chiều. a) b) Hình 9.3.4 (a) Mạch đối xứng tương đương của bộ khuếch đại vi sai MOS. (b) Nửa mạch dùng cho phân tích một chiều Từ nửa mạch một chiều ta nhận thấy dòng trong nguồn của tranzitor NMOS phải bằng một nửa dòng phân cực ISS: IS = (9.3.10) Điện áp cực cổng- cực nguồn của MOSFET có thể được xác định trực tiếp từ dòng cực máng theo công thức: ID = (VGS - VTN)2 (9.3.11) VGS = VTN + = VTN + (9.3.12) Chú ý rằng: VS = -VGS (9.3.13) Các điện áp tại cực máng của hai MOSFET bằng: VD1 = VD2 = VDD - IDRD và VO = 0 (9.3.14) Điện áp máng-nguồn bằng: VDS = VDD - IDRD + VGS (9.3.15) Tín hiệu đầu vào kiểu vi sai Các nửa mạch kiểu vi sai và kiểu chung của bộ khuếch đại trên hình 9.3.4 được vẽ trên hình 9.3.5. Trong nửa mạch kiểu vi sai, các cực nguồn MOSFET tương ứng với điểm đất ảo. Trong mạch kiểu chung, nguồn dòng điện tử được mô hình hoá bởi điện trở có giá trị bằng hai lần điện trở đầu ra tín hiệu nhỏ RSS của nó, tương ứng với điện trở đầu ra hạn chế của nguồn dòng. Nửa mạch kiểu vi sai tương ứng với một bộ khuếch đại cực nguồn chung và các điện áp đầu ra được tính bởi: vd1 = -gmRD vd2 = +gmRD vod = -gmRDvid (9.3.16) Hệ số khuếch đại kiểu vi sai bằng: Add = = -gmRD (9.3.17) Trong khi đó đầu ra cuối đơn giữa cực máng và đất cung cấp một hệ số khuếch đại bằng một nửa Add: Add1 = = - = Add2 = = + = - (9.3.18) a) b) Hình 9.3.5 (a) Nửa mạch kiểu vi sai. (b) Nửa mạch kiểu chung Điện trở đầu vào là vô cùng lớn và điện trở đầu ra bằng 2RD: Rid = ∞ và Rod = 2RD (9.3.19) Điểm đất ảo tại nút cực nguồn làm cho bộ khuếch đại hoạt động giống như một bộ khuếch đại đảo đơn tầng. Đầu ra vi sai cung cấp một hệ số khuếch đại giống như tầng cực nguồn chung, trong khi việc sử dụng đầu ra cuối đơn tại cực máng lại làm giảm hệ số khuếch đại hai lần.