Bài giảng Dụng cụ bán dẫn - Chương 5: BJT (Phần 3) - Hồ Trung Mỹ

ĐHBK Tp HCM-Khoa Đ-ĐT BMĐT GVPT: Hồ Trung Mỹ Môn học: Dụng cụ bán dẫn Chương 5 BJT 1 BJT • Giới thiệu • Bức tranh ý niệm • Đặc tính tĩnh của BJT • Các tham số hiệu năng của dụng cụ • Các hiệu ứng thứ cấp • Các đặc tuyến của BJT • Đáp ứng tần số và hoạt động chuyển mạch của BJT • Các mô hình của BJT • Các loại BJT khác • Các ứng dụng của BJT: Gương dòng điện, • Thyristor 2 5.6 Đáp ứng tần số và hoạt động chuyển mạch của BJT 5.6.1 Đáp ứng tần số • Mạch tương đương tần số cao • Tần số cắt (cutoff frequency) 3 Mạch KĐ CE – Hoạt động tín hiệu nhỏ 4 Mạch tương đương tần số cao r, C (=Cbc): tương đương tín hiệu nhỏ của JC phân cực ngược r, C (=Cbe): tương đương tín hiệu nhỏ của JE phân cực thuận ro : điện trở của BJT CE rx : điện trở tại miền nền trung hòa (bỏ qua trong tần số trung bình) Các giá trị thực tế của các tham số: r rất lớn (có thể xem như hở mạch), C =1-5pF, C=5-50pF 5 Hybrid-pi model a useful small signal equivalent circuit 6 Các giới hạn tần số hoạt động Các yếu tố làm trễ Thời hằng tổng cộng từ E đến C hay thời gian trễ với thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE thời gian đi qua miền nền thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector) thời gian nạp điện dung ở collector 7 Thời gian nạp điện dung tiếp xúc jE với Điện trở khuếch tán tại tiếp xúc JE Điện dung khuếch tán Điện dung ký sinh giữa B và E Thời gian đi qua miền nền Với transistor NPN, mật độ dòng điện tử ở miền nền: hay { 8 Thời gian đi qua miền nghèo ở miền thu (collector) Điện tử đi qua miền điện tích không gian B-C với tốc độ bão hòa của chúng trong transistor NPN Với xdc là bề rộng miền điện tích không gian B-C và vS là vận tốc bão hòa. Thời gian nạp điện dung ở collector với Điện trở nối tiếp ở miền thu Điện dung ở tiếp xúc JC Điện dung từ miền thu đến đế (substrate) của transistor 9 Tần số cắt (cutoff frequency) của transistor Độ lợi dòng CB Độ lợi dòng CB tần thấp Tần số cắt alpha 10 Tần số cắt beta Tần số cắt fT (tần số đơn vị) được định nghĩa là tần số mà ở đó biên độ của độ lợi dòng CE là 1 (ac=1). Chú ý: Hiện nay BJT có fT ~ 25GHz HBT có f ~ 350GHz (năm 2002) T 11 Tính fT từ mô hình tương đương tần số cao 1 sC 1 I I T ()  h  c    C s fe I I 1 ( ) b B  V 0 I  g V    (g  sC )V c m  1 m   1 sC  Tần số -3dB   (C  C )r V Ib  (r // C // C ) Ic gm  sC hfe   Ib 1 r  s(C  C ) ß tần số thấp gmr 0  hfe   1 s(C  C )r 1 s(C  C )r 12 Ic 0 1 hfe    Ib 1 s(C  C )r 1 s   2 20log   20log 1 (T  )  0 2   1 (T  )  20dB / decade T      1 Băng thông độ lợi đơn vị g m T     C  C g m fT  2 (C  C ) 13 5.6.2 Hoạt động chuyển mạch của BJT  BJT có thể hoạt động như một khóa (công tắc) giữa trạng thái dòng thấp-áp cao (OFF) và trạng thái dòng cao-áp thấp (ON).  Trạng thái tắt (OFF) tương ứng với chế độ tắt của BJT, trái lại trạng thái dẫn (ON) tương ứng với chế độ bão hòa.  Mạch tiêu biểu để đo đặc tính chuyển mạch như sau: +VCC RL RS Vin 14 V in V1 t = thời gian trễ t d tr = thời gian lên t = thời gian xả V s 2 điện tích chứa I B IB1 tf = thời gian xuống t t = t + t I on d r B2 t = t + t I off s f C IC 0.9 ICsat 0.1 ICsat t t t ts tf d r t = 0 15  Khi đưa vào điện áp V1 , dòng nền IB1 được cho bởi: I B1  V1 VBEsat / RS  Khi xung vào bị chuyển sang tắt và điện áp vào giảm xuống giá trị âm V2, dòng nền có trị số mới: I B2  V2 VBEsat / RS  Dòng nền giữ nguyên giá trị này gần như trong toàn bộ thời gian xả điện tích chứa, nghĩa là, khi phân bố hạt dẫn thiểu số trong miền nền vẫn còn tương ứng với chế độ bão hòa. Sau thời gian xả điện tích chứa, phân bố hạt dẫn thiểu số chuyển sang chế độ tích cực bình thường của nó. t=0 t=ts t>ts 16  Sau t = ts, điện áp emitter bắt đầu giảm và I B  V2 VBE / RS  I B  0 whenkhi VBE  V2  Thời gian xả điện tích chứa là một trong những thời gian quan trọng nhất làm giới hạn tốc độ chuyển mạch của BJT. Để ước lượng thời gian này, ta thấy rằng BJT bị lái vào bão hòa khi IC  VCC VCEsat / RL  VCC / RL  Từ đó, BJT bị lái vào bão hòa khi VCC I B  Iba  RL hfe  Một khi bão hòa, dòng collector là IC=VCC/RL. Trong lúc xảy ra xả điện tích chứa, dòng collector giữ gần như không đổi cho đến khi BJT vào miền tích cực. Thời gian xả điệntích chứa (storage time) là thời gian cần cho điện tích trong miền nền Qbs giảm xuống giá trị của điện tích Qba tương ứng với chế độ tích cực. 17  Khi BJT ở chế độ tích cực , IC giảm theo thời gian. Hiệu số của dòng nền ở chế độ bão hòa và tích cực là: Ibs  Ibs  Iba  Ibs VCC /hfe RL   Từ phương trình điều khiển điện tích Ibs  Qbs / sr  dQbs / dt người ta có thể ước lượng thời gian xả điện tích chứa là: Ib1  I b2   s  sr ln  Iba  Ib2   Khi t > ts, phương trình điều khiển điện tích trở thành: Qb dQb VBE /VT Ib    Qb  AqnpoWe / 2  nl dt 18 Khóa điện tử dùng BJT a) Với BJT NPN a) Với BJT PNP 19 SWITCHING DELAYS IN A BJT (1/2) 20 SWITCHING DELAYS IN A BJT (2/2) 21 Chuyển mạch tín hiệu lớn Nồng độ hạt dẫn thiểu số Điện tích chứa tại B khi BJT ở tích cực thuận Điện tích chứa tại B và C khi BJT ở bão hòa BJT được kẹp diode Schottky Ký hiệu • Giảm thời gian tích trữ điện tích • Tăng tốc độ chuyển mạch 22 Transistor Schottky • Diode Schottky là dụng cụ hạt dẫn đa số, có nghĩa là đáp ứng quá độ của nó nhanh hơn nhiều các dụng cụ lưỡng cực. • Người ta dùng các tính chất của diode để tăng tốc đáp ứng của BJT. • Kim loại tạo thành tiếp xúc Ohm với nền (base), nhưng tạo thành rào thế Schottky trên miền thu (collector). – Khi BJT đang ở chế độ tắt (hay tích cực thuận), JC và diode Schottky bị phân cực ngược. Như vậy diode Schottky không ảnh hưởng đến dụng cụ. – Khi BJT đi vào bão hòa, diode Schottky được phân cực thuận và sụt áp trên JC bị kẹp bởi sụt áp thuận phân cực của diode (VON của Schottky ~ 0.3V). • Điện áp ON của diode Schottky nhỏ hơn nhiều của JC. Diode cho phép dòng nền dôi ra đi qua nó. • Do đó BJT không vào chế độ bão hòa và sự rút điện tích dôi ra nhanh hơn  chuyển mạch nhanh hơn. • Transistor Schottky là linh kiện quan trọng của logic lưỡng cực không bão hòa và nó được dùng trong các ứng dụng cần tốc độ chuyển mạch nhanh. 23 Schottky transistor • MOTIVATION: Do not let the transistor go into deep saturation during switching. 24 5.7 Các mô hình của BJT 1. Mô hình tín hiệu lớn 1) Mô hình Ebers-Moll (mô tả cho bất cứ chế độ làm việc nào và là cơ sở cho mô hình BJT trong SPICE) 2) Mô hình Gummel-Poon (có kể đến sự tái hợp khi xét các dòng điện) 3) Xét từng chế độ làm việc khác nhau 2. Mô hình tín hiệu nhỏ (dùng cho chế độ khuếch đại, tín hiệu nhỏ) 25 Mô hình tín hiệu lớn (tần số thấp) Chế độ Tích cực thuận Bão hòa Tắt BJT IB > IC IE = IB = IC = 0 IB > 0 và VCE > VCE(sat) Si: VBE(on)= 0.7V và VCE(sat)=0.2V IB > 0 và VEC > VEC(sat) Si: VEB(on)= 0.7V và VEC(sat)=0.2V Chú ý: • Với chế độ tích cực thuận, ta có thể dùng mô hình sụt áp hằng cho JE khi tính toán • Với chế độ bão hòa, người ta cũng dùng mô hình với VBE = VBEsat = 0.8V (Si NPN) 26 Mô hình tín hiệu lớn của BJT – NPN (chế độ KĐ) 27 TD: BJT hoạt động như khóa điện tử Cho trước =50  150 và RC =1 K. Tìm RB? v = V =0V  BJT tắt ( OFF)  v =V +10V I IL C CC vI = VIH=5V  BJT bão hòa (ON)  vC=VCEsat Khi bão hòa ta có VCEsat= 0.2V (Si) và minIBsat > ICsat với min = 50 ICsat = (VCC – VCEsat)/RC IBsat = (VIH – VBEsat)/RB +5V Suy ra : RB < minRC(VIH – VBEsat)/(VCC – VCEsat) +Nếu VIH >> VBEsat và VCC >> VCEsat ta có: RB < minRCVIH/VCC 28 Hoạt động tín hiệu nhỏ và mô hình VBE/VT IC  ISe IE  IC/α IB  IC/β VC  VCE  VCC  ICRC Vforới activechế độ -tímodech cự coperation, thuận, phân cực VC  VB  0.4 29 ĐiTheện totaláp B instantane-E tổng cộousng t ứbasec thờ- emitteri voltgae vBE  VBE  vbe isđượ appliedc đưa atvà theo chân base B terminal;, và dòng ctheực collector thu là current becomes vBE/VT (VBE vbe)/VT iC  ISe  ISe (VBE/VT ) (vbe/VT )  ISe e ThatNghĩ is,a là v i  I evbe/VT  I (1 be ) if v  V C C C nếu vbebe << VTT VT Cụ thể, nếu vbe  10 mV  tín hiệu nhỏ 30 DBasedựa trên on dò "totalng toà current"n phần =DC DC  +AC AC:: IC iC  IC  ic  IC  vbe VT DòTheng small thu tísignaln hiệ ucollector nhỏ là current is IC ic  vbe  gmvbe VT vwhereới hỗ thedẫn transcond gm là uctance gm is I i g  C  C m V v T BE iCIC Hoạt động tuyến tính của BJT dưới điều kiện tín hiệu nhỏ: Tín hiệu nhỏ vbe với dạng sóng tam giác được xếp chồng lên điện áp DC VBE. Nó làm xuất hiện dòng tín hiệu ở cực thu ic, cũng có dạng sóng tam giac, được xếp chồng lên dòng DC IC. Ở đây, ic = gmvbe, với gm là độ dốc của đường cong iC–vBE tại điểm tĩnh Q. 31  Phát triển mô hình tín hiệu nhỏ: PhânThe above tích analysis trên đề suggests xuất thatđối for vớ smalli tín signalshiệu nhỏ vbe VT theBJT transisto hoạt rđ behavesộng như as a “ngu"voltageồn controlleddòng đượ currentc điềsource" u khiển withbằng the á transcondp” với huctanceỗ dẫn ggmm.. ĐiOutputện trởResistance ra : Ideally,Lý tưở theng output thì điresistance ện trở ra is "làinfinite". “vô cực”() DueDo tohi ệtheu Earlyứng effect, Early the, đi outputện trởresistance ra thì h isữ finite.u hạn. Điện trở ra r là The outputresistance 0 ro , as we know, is V  A ro  IC 32 DòBaseng current nền và and đi ệnInput trở resistancevào ở miề atn ntheền base : i TheDòng total nền basetoàn phcurrentần là i  C , thatnghĩ is,a là B β IC 1 IC iB   vbe  IB  ib β β VT Therefore,Do đó dòng thenền smalltín hiệ-usignal nhỏ là base current is 1 IC gm ib  vbe  vbe β VT β The small-signal input resistance, denoted as r , is Điện trở vào tín hiệu nhỏ r là π vbe β β VT rπ     ib gm (IC/VT ) IB 1  iB  VT OnMặ tthe khá otherc, ta cóhand, rπ     .  vbe  IB 33 EmitterDò currentng phá andt vàthe đi Inputện trở Resistance vào ở cự atc thephá Emittert : TheDòng total phá emittert toàn phcurrentần là iE is i I i i  C  C  c  I  i E α α α E e ThatNghĩ ais, là the dò smallng phá-signalt tín hi emitterệu nhỏ currentlà is ic IC IE ie   vbe  vbe α α VT VT IfN ếweu ta denote định nghĩa smalla đi-ệsignaln trở tí resistancen hiệu nhỏ between giữa cự basec nền và cực phát , nhìn vào cực phát, là re (hoặc r’e). Khi and emitter, looking into the emitter, by re , it can be đó re được tính như sau defined by vbe veb VE α 1 re  ( )    ie  ie IE gm gm 34 SinceVì vbe  ibrπ  iere ie Nhưthus v weậy tahave có rπ  re  (β 1) re ib • Voltage Độ lợi Gaináp (tí: n(small hiệu- signal)nhỏ) ĐiTheện átotalp toà collectorn phần tạ voltagei cực thu v làC is vC  VCC  iCRC  VCC  (IC  ic )RC  (VCC  ICRC )  icRC  VC  icRC ĐiTheện ásmallp tín hisignalệu nhỏ voltage vC là vc is vc  icRC  (gmvbe )RC  (gmRC )vbe NhưThus vậ they đ ộvoltage lợi áp AgainV củ aof mạ thisch amplifierkhuếch đạ Ai nàv isy là vc ICRC Av   gmRC   vbe VT 35  Các mô hình tín hiệu nhỏ: Mô hình  hỗn hợp và mô hình T Từ phân tích trên, ta có thể tách riêng ra các đại lượng DC và tín hiệu để đơn giản hóa việc phân tích Mô hình  hỗn hợp ( Hybrid- Model ) Hai phiên bản hơi khác nhau của mô hình pi được đơn giản hóa khi phân tích hoạt động tín hiệu nhỏ của BJT. Mạch tương đương trong (a) biểu diễn BJT như nguồn dòng được điều khiển bằng áp (mạch khuếch đại xuyên dẫn [transconductance amplifier]), và trong in (b) biểu diễn BJT như nguồn dòng được điều khiển bằng dòng (mạch khuếch đại dòng [current amplifier]). 36 Mô hình T Chú ý: cả hai mô hình được xem như (a) nguồn dòng được điều khiển bằng áp, và (b) nguồn dòng được điều khiển bằng dòng. 37  Các bước phân tích mạch BJT tín hiệu nhỏ 1. DetermineXác định đi ểthem dchoạ operationt động DC point (với (for cho a trgivenước) và )có được dòng thu DC IC. and get the DC collector current IC. 2. CalculateTính các tham the parameter số tín hiệu values nhỏ củ ofa BJT IC  VT  gm  ; r  ; re   VT gm IE gm 3. EliminateKhử các ngu theồ nDC DC sources bằng cá bych: : Voltage Nguồn source áp  short Ng ắcircuitn mạch Current Nguồn source dòng  open Hở circuit mạch 4. ReplaceThay thế theBJT BJT bằng with 1 trong one ofcá cits mô small hình- tísignaln hiệu model. nhỏ 5. AnalyzePhân tích the mạ resultingch có đượ circuitc để xá toc determineđịnh các đ ạthei lượng requiredmong mu quantitiesốn, thí dụ,: say,với mạ thech voltage trước cógain đ ộ lợi áp là Av  gmRC 38 TD: Giả sử =100. Tìm độ lợi áp tín hiệu nhỏ vo/vi. Ở chế độ tích cực thuận |VBE|=0.7V IC 2.3mA gm    92mA/V VT 25mV β 100 rπ   1.09KΩ gm 92 rπ vbe  vi  0.011vi rπ  RBB vo  gmvbeRC  3.04vi 39  Mô hình tín hiệu nhỏ có kể đến hiệu ứng Early (có thêm điện trở ra r0) VA  VCE VA ro   Ω IC Ic Nguồn dòng được điều khiển bằng áp Nguồn dòng được điều khiển bằng dòng. 40 Biến đổi mô hình 41 Graphical determination of ac emitter resistance. 25mV (ở 300K) re  IE VBE re  IE 42 Xác định ac. IC IC i c ac   IB i b h = dc beta Q FE IC hfe = ac beta IB IB 43 Các đại lượng AC trong bảng dữ liệu Bốn tham số h truyền thống: • hfe là độ lợi dòng AC (mắc CE) • hie = r là tổng trở vào (mắc CE) • bac = hfe ’ • re = hie/hfe • hre và hoe không cần cho các thiết kế cơ bản và troubleshooting 44 Mô hình pi hỗn hợp (tín hiệu nhỏ) của BJT Hỗ dẫn: I C gm   40I V C T Điện trở vào (hay hie):  V o T o • Mô hình tín hiệu nhỏ pi-hỗn r   I g hợp là biểu diễn tần số thấp của C m BJT. Điện trở ra (hay 1/hoe) V V • Các tham số tín hiệu nhỏ bị A CE ro điều khiển bởi điểm Q. I C với VA là điện áp Early 45 The Hybrid Equivalent Model Hybrid model is derived from two-port system. 46 Six Circuit-Parameter Models for Two- Port Systems Independent Dependent Circuit Parameters Variables Variables I1, I2 V1, V2 Impedance Z V1, V2 I1, I2 Admittance Y V1, I2 I1, V2 Inverse Hybrid g I1, V2 V1, I2 Hybrid h V2, I2 V1, I1 Transmission T V1, I1 V2, I2 Inverse Transmission T’ 47 Equations for Hybrid Model V1 h 11 I 1  h 12 V 2 I2 h 21 I 1  h 22 V 2 Let V1 = Vi, I1 = Ii, V2 = Vo, and I2 = Io. Then Vi h11 I i  h 12 V o Io h21 I i  h 22 V o 48 Equivalent Circuit for Hybrid Model Vi h11 I i  h 12 V o  h i I i  h r V o Io h21 I i  h 22 V o  h f I i  h o V o 49 h-Parameters VVi i h11 h 12  IViVIo0 o i  0 IIo o h21 h 22  IViVIo0 o i  0 h11 = hi = Input Resistance h12 = hr = Reverse Transfer Voltage Ratio h21 = hf = Forward Transfer Current Ratio h22 = ho = Output Admittance 50 h-Parameters for CE Amp. • hie = the base input impedance • hfe = the base-to-collector current gain • hoe = the output admittance • hre = the reverse voltage feedback ratio vbe h ie i b  h re v ce ic h fe i b  h oe v ce 51 Hybrid Model for CE Configuration vin ic hie  (output shorted) hoe  (input open) ib vce May be neglected. ic vbe hfe  (output shorted) hre  (input open) ib vce 52 h-parameters of 2N3904 53 Hybrid Model without hre and hoe hfe  ac hie h fe 1 r e  h fe r e   Zin(base) hfe r C Av   hie Zin r C  Ai  h fe   hie R L  54 Determining h-Parameter Values Use geometric means if given max. and min. values. hie h ie(min)  h ie (max) hfe h fe(min)  h fe (max) 55 Typical amplifiers VCC VCC BJT JFET R Amplifier D Amplifier R1 RC Load Load Q1 Q1 R2 R1 RE RS Rf +V R Op-Amp Based in Amplifier Load -V 56 General amplifier models. Vin Vout Vin Vout 57 Gain symbols. Type of Gain Symbol Relation v A  out Voltage Av v vin i A  out Current Ai i iin P A  out Power Ap p Pin 58 Example The symbol shown in Fig. 8.3 is a generic symbol for an amplifier. Calculate the voltage gain for the amplifier represented in the figure. 400 V 250mV A vout 250mV Av    625 vin 400μV 59 Voltage amplifier model. Z R v v in v A v v v L in S RZ outv in L out S in ZRout  L vL Av(eff )  vS 60 Combined effects of the input and output circuits RS Zout 20 250 v Z R S v in v v L 15mV in 980 out L 1.2k Av=340 Zin 980Ω RL 1.2kΩ vin  vS  15mV vL  vout  5V RZS  in 1kΩ ZRout  L 1.45kΩ 14.7mV  4.14V vout Av v in 340  14.7mV vL 4.14V Aveff     276  5V vS 15mV 61 Voltage Amplifier Characteristics Ideal: • Any value of voltage gain (can be infinite if needed) • Infinite input impedance • Zero output impedance Practical: • Certain value of gain (cannot reach infinity). • High input impedance • Low output impedance 62 BJT Amplifier Configurations • Common-emitter (CE) amplifier • Common-collector (CC) amplifier • Common-base (CB) amplifier 63 Property ranges Property Low Midrange High Gain 1000 Impedance 10k 64 Common-emitter (CE) amplifier •Midrange values of voltage and current gain. •High power gain •Midrange input impedance •Midrange output impedance 65 Common-collector (CC) amplifier •Midrange current gain. +VCC •Extremely low voltage gain •High input impedance vin •Low output impedance vout 2Vpp 1.8Vpp Load 66 Common-base (CB) amplifier • Midrange voltage gain • Extremely low current gain (slightly less than 1) • Low input impedance +VCC • High output impedance v in vout 20mV pp 2Vpp Load -V EE 67 A comparison of CE, CC, and CB circuit characteristics Type Av Ai Ap Zin Zout CE Midrange Midrange High Midrange Midrange CC < 1 Midrange Ai High Low CB Midrange < 1 Av Low High  AAAp v i  68 BJT Terminal Connections Type Emitter Base Collector CE Common Input Output CC Output Input Common CB Input Common Output 69 Amplifier Classifications • Class A – low distortion, high loss • Class B – some distortion, lower loss • Class C – high distortion, lowest loss • Others – Classes D, E, G, H, T 70 Các lớp hoạt động IC IC A B t t IC IC ISAT C D Class A : Linear t t Class B, AB: Linear* (Complementary) Các hoạt động lớp A, B, và C (phân loại theo Class C: Nonlinear (RF, Tuned) dạng dòng collector trong 1 chu kỳ) Class D and E: Switching (Linear Audio) 71 Class A Amplifiers Conduction: Transistor conducts during 360 deg. of ac input. Maximum theoretical eff.: 25% Distortion: Little (subject to nonlinear distortion.) 72 Class B Amplifiers Conduction: Each transistor conducts for 180 deg. of ac input. Maximum theoretical eff.: 78.5% Distortion: Little. Crossover distortion is most common. 73 Class C (Tuned) Amplifiers Conduction: Each transistor conducts for less than 180 deg. of ac input. Maximum theoretical eff.: 99% Distortion: Mild to severe. 74 Decibels (dB) Pout AAp(dB) 10log p  10log dB Pin dB Value Ap dB Value Ap 3 2 -3 1 / 2 6 4 -6 1 / 4 12 16 -12 1 / 16 20 100 -20 1 / 100 75 dB gains are additive 76 The dBm Reference P A 10log p(dBm) 1mW dB Voltage Gain 2 Pout v outRRin v out in Ap(dB) 10log  10log2  20log  10log Pin R out v in v in R out vout AAARRp(dB) v (dB) 20log v  20log  out  in  vin 77 Dữ liệu của 1 số BJT thông dụng 78 79 5.8 Các BJT khác • Darling ton Transistor • Polysilicon emitter Transistor • Heterojunction bipolar transistor (HBT)=transistor lưỡng cực chuyển tiếp dị thể • Phototransistor = transistor quang 80 5.8.1 Cấu hình Darlington Làm cho độ lợi dòng  rất cao, thường dùng trong các mạch cần I IC,1 C,2 IB,1 dòng IC cao (nhiều Amperes), và ta muốn điều khiển nó với dòng nền nhỏ. Và  cũng làm cho điện trở IB,2= IE,1 vào cao. IE,2 Ta có thể nối 2 BJT rởi thành 1 transistor Darlington hay mua loại người ta đã chế tạo sẵn. Với hình trên ta thấy rằng quan hệ giữa IB1 và IC2 là IC2=IB1 với  = 12 VBE tương đương là 2xVON ( 1.4V) và VCEsat lớn hơn (thường thì ~1 V). 81 Cấu hình Darlington (2) TIP-141 Vì để có tốc độ chuyển nhanh và để bảo vệ BJT, trong đóng gói sẵn của BJT Darlington thường có các điện trở và diode. Darlington tiêu biểu là TIP140 có thể làm việc với 10A, có độ lợi dòng cao  ít nhất 1000. Darlington tín hiệu nhỏ có thể có  cỡ hàng 100 000!. 82 83 5.8.2 Polysilicon emitter BJT • PET được dùng IC 84 5.8.3 Heterojunction bipolar transistors Chú ý: HBT được dùng các ứng dụng tốc độ cao/tần số cao 85 5.8.4 Phototransistor (transistor quang) 86 Cấu trúc của phototransistor Window Emitter Base n p-type n-type Collector 87 Phototransistors • Photodiode với mạch KĐ (transistor) • Ánh sáng chiếu vào tiếp xúc B-E (JE). • Dòng Collector IC là hàm tuyến tính của sự tới bức xạ (giả sử =const). • Dãi tuyến tính thì hẹp hơn nhiều so với photodiode hay quang trở. • Đặc tuyến IC theo VCE được vẽ theo các bước của sự tới bức xạ. • Độ nhạy của phototransistor (RE) tốt hơn độ nhạy của photodiode 88 Phototransistor • Không nhanh bằng photodiode. • Sử dụng như transistor, ngoại trừ không cần dòng nền. 89 TD: Đặc tuyến của phototransistor 90 Phototransistor 91