Giáo trình truyền dữ liệu

và D3 ngoài các bit ñồng bộ khung còn có thêm các bit báo hiệu (signaling bit), ñược thực hiện như sau: Các khung thông tin ñược nhóm thành từng nhóm 12 khung, gọi là một super frame. Ở khung thứ sáu và mười hai, các bit LSB của nhóm 8 bit của mỗi từ mã PCM trong tất cả 24 kênh ñược thay bởi bit báo hiệu (signaling bit), dùng cho tín hiệu báo on-hook/off-hook. Bit LSB trong các kênh của khung thứ 6 gọi là bit - A và của khung thứ 12 gọi là bit - B Và máy thu nhận diện khung thứ 6 và 12 nhờ chuỗi bit ñồng bộ khung sắp xếp theo qui luật cụ thể như sau: Khung 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 Bit ñồng bộ khung 1 0 1 0 1 0 Bit báo hiệu 0 0 → 1 1 1 → 0 Ta thấy, các bit thứ 193 của các khung lẻ ñược dùng cho sự ñồng bộ và của các khung chẵn dùng nhận dạng khung thứ 6 và 12 là các khung có chứa bit báo hiệu. Máy thu nhận ra khung thứ 6 do sự biến ñổi từ 0 lên 1 (001) và khung 12 do biến ñổi từ 1 xuống 0 của các bit báo hiệu (110). Lưu ý là việc thay thế bit LSB trong các kênh âm thanh bởi bit báo hiệu làm ảnh hưởng ñến tín hiệu âm thanh khi giải mã nhưng sự ảnh hưởng này là không ñáng kể (ñiều này không thực hiện trên tín hiệu có nguồn gốc là tín hiệu số) . Ngoài ra, ñể duy trì việc ñịnh thời, dữ liệu số trên các kênh D phải không chứa các chuỗi nhiều hơn 14 số 0 liên tiếp. Máy phát sẽ quan sát từng từ mã 8 bit, mỗi từ mã phải có it nhất một bit 1, nếu từ mã nào gồm toàn bit 0 và nằm trong chuỗi nhiều hơn 14 bit 0 thì bit thứ 7 của từ mã ñó (vị trí tính từ trái sang) sẽ ñược thay bằng bit 1. Thí dụ: a. Chuỗi bit 1000 0000 0000 0001 ñược chấp nhận b. Chuỗi bit 1000 0000 0000 0000 sẽ ñược thay bởi: 1000 0000 0000 0010. Máy thu sẽ tốn một khoảng thời gian ñể tìm mẫu bit nói trên trong chuỗi dữ liệu ñến ñể thiết lập sự ñồng bộ. Trị trung bình cực ñại của khoảng thời gian này xác ñịnh bởi: Tsavg = 2NT = 2N 2t t = thời gian bit N = số bit mỗi khung T = chu kỳ của khung = Nt Với N = 193, T = 125 µs và t = 0,648 µs thời gian trung bình là 48,25 ms (ñây là thời gian trể giữa RTS và CTS mà ta ñã thấy trước ñây). Do các khung ñược tạo ra có tần số trùng với tần số lấy mẫu (8000 lần trong một giây), vậy ña hợp thời gian 24 kênh ñòi hỏi dung lượng ñường truyền là 8000x193 = 1,544 Mbps. Ðể tương thích với các kênh D, tín hiệu số chỉ ñược dùng 7 hoặc 6 bit cho mỗi ký tự và dành bit thứ 8 (vị trí LSB) cho tín hiệu ñiều khiển (nếu dữ liệu 8 bit thì không có bit báo hiệu). 8.2.1.3 Nhồi xung (pulse stuffing) : Có lẻ vấn ñề khó khăn nhất trong thiết kế mạch ña hợp ñồng bộ thời gian là sự ñồng bộ của nhiều nguồn dữ liệu khác nhau. Nếu mỗi nguồn sử dụng một xung ñồng hồ khác nhau thì một thay ñổi của một tín hiệu ñồng hồ nào ñó sẽ gây ra sự mất ñồng bộ ngay. Hơn nữa trong nhiều trường hợp, vận tốc bit của các nguồn dữ liệu vào không phải lúc nào cũng tỉ lệ với nhau. Kỹ thuật nhồi xung ñược sử dụng ñể giải quyết tất cả các vấn ñề trên: ðưa thêm các xung vào các nguồn dữ liệu sao cho vận tốc bít của tất cả các nguồn phù hợp với vận tốc bit của hệ thống. Các xung nhồi ñược ñưa vào nguồn dữ liệu ở những vị trí xác ñịnh ñể máy thu có thể nhận dạng và loại bỏ. Như vậy vận tốc dữ liệu ở ngã ra mạch ña hợp lớn hơn tổng vận tốc bit của tất cả các nguồn. (H 8.16) là một thí dụ nhồi xung : Giả sử có 11 nguồn dữ liệu ñược ña hợp trên một ñường truyền: - Nguồn 1 : tín hiệu tương tự, băng thông 2 kHz - Nguồn 2 : tín hiệu tương tự, băng thông 4 kHz - Nguồn 3 : tín hiệu tương tự, băng thông 2 kHz - Nguồn 4 - 11 : tín hiệu số, 7200 bps, ñồng bộ (H 8.16) Các bước sau ñây sẽ ñược thực hiện: - Bước 1: Các tín hiệu tương tự sẽ ñược lấy mẫu (PCM), ñối với nguồn 1 và 3 cần 4000 mẫu/sec và nguồn 2 cần 8000mẫu/sec, giả sử dùng mã 4 bit . Ðể thuận tiện, 3 nguồn này ñược ña hợp thành một nguồn duy nhất. Với tần số quét 4 kHz, một mẫu PAM dùng cho nguồn 1 và 3, nguồn 2 dùng 2 mẫu PAM cho mỗi chu kỳ quét. 4 mẫu này ñược kết hợp (xen bit hay ký tự) và biến ñổi thành những mẫu PCM 4 bit. Ta ñược tổng số 16 bit ñược tạo ra với vận tốc 4000 lần /sec, hay nói cách khác ta ñược tín hiệu 64 kbps. - Bước 2: Các nguồn tín hiệu số sẽ ñược nhồi xung ñể ñạt vận tốc 8 kbps, ña hợp 8 nguồn này ñể ñược tổng số 64 kbps. Một khung dữ liệu bây giờ chứa 32 bit : 16 bit PCM và 16 bit của 8 nguồn tín hiệu số 8.2.1.4 Hệ thống sóng mang : Tương tự như ở FDM, TDM ñược dùng như một phần của hệ thống truyền thông tầm xa nên sự phân cấp của hệ cũng ñược hình thành. Bảng 8.1 cho 2 hệ thống dùng ña hợp ñồng bộ thời gian quốc tế (CCITT) và Bắc Mỹ (hệ thống AT & T, cũng dùng ở Nhật Bản) Bảng 8.1 (a) Bắc Mỹ AT&T (b) Quốc tế (CCITT) Tên HT Số kênh âm thanh Vận tốc bit Số mức Số kênh âm thanh Vận tốc bit DS-1 DS-1C DS-2 DS-3 DS-4 24 48 96 672 4032 1,544 (Mbps) 3,152 6,312 44,736 274,176 1 2 3 4 5 30 120 480 1920 7680 2,048 (Mbps) 8,448 34,368 139,264 565,148 * DS-1 là cấp nền của AT&T, trong ñó ña hợp 24 kênh âm thanh, mỗi khung chứa [(24x8) +1 =193 bit ], mỗi kênh chứa một từ PCM, băng thông tín hiệu là 4000 Hz nên tốc ñộ lấy mẫu 8000 mẫu /sec . Vì vậy, mỗi khe thời gian và do ñó mỗi khung phải lặp lại 8000 lần /sec, ta ñược vận tốc bit là 8000x193 = 1,544 Mbps. * Các kênh dữ liệu số cũng có thể ñược truyền trên ñường DS-1, nghĩa là với vận tốc 1,544 Mbps. Nếu nguồn dữ liệu 8 bit thì không có bit ñồng bộ ở mỗi khung nên sự ñồng bộ ñược thực hiện bằng cách dùng 23 kênh cho dữ liệu và kênh thứ 24 dành cho sự ñồng bộ. - Nếu nguồn dữ liệu là 7 bit thì bit thứ 8 là bit báo hiệu. Do mỗi khung cũng ñược lặp lại 8000 lần trong một giây nên vận tốc truyền cho mỗi kênh là 7x8000=56 kbps. - Nếu nguồn dữ liệu là 6 bit, một bit bị bỏ trống (bit MSB) và như vậy vận tốc bit của mỗi kênh là 6x8000 = 48 kbps. Dung lượng này cũng có ñược từ việc ña hợp 5 kênh 9,6 kbps hoặc 10 kênh 4,8 kbps hoặc 20 kênh 2,4 kbps. * Cuối cùng, cấp nền của hệ thống, ñường truyền DS-1 có thể ñược dùng ñể truyền một hỗn hợp các kênh âm thanh và dữ liệu. Trong trường hợp này cả 24 kênh ñược sử dụng mà không có byte ñồng bộ. * Bốn hệ thống DS-1 ñược ña hợp ñể ñược hệ thống DS-2 có vận tốc bit là 6,312 Mbps (1,544x4=6,176 Mbps, số bit còn lại dùng cho ñồng bộ, kiểm tra và nhồi xung) * Ða hợp cấp cao hơn cho ta hệ thống DS-3 và DS-4 với vận tốc bit lên ñến 44,376 Mbps và 274,176 Mbps (H 8.17) . DS4 274,176 Mbps M34 6:1 DS3 44,736Mbps ↕ | | | | | ↕ ↕ M13 28:1 MX3 7:1(DS2) 14:1(DS1C) 28:1(DS1) DS2 6,312Mbps . . . . . . | or ↕ ↕ | | | M12 4:1 | | | | | | DS1C 3,152Mbps | | | ↓ ↓ | ↕ | | M1C 2:1 | | | | DS1 1,544Mbps ↕ | ↓ ↓ ↕ ↕ ↕ ↕ PCM PCM PCM PCM ↕ ↕ ↕ ↕     (H 8.17) 8.2.2 Ða hợp thời gian không ñồng bộ: (Asynchronous time-division multiplexing, ATM) Ða hợp thời gian không ñồng bộ còn có các tên gọi khác do tính chất của nó như: TDM thống kê (statistical TDM) hoặc TDM thông minh (Intelligent TDM), dưới ñây ta gọi tắt ATM. Trong ña hợp thời gian ñồng bộ, trong một khung có thể có nhiều khe thời gian rỗng vẫn ñược truyền ñi vì không phải lúc nào mọi kênh ñều có dữ liệu ñể truyền, ñiều này ñưa ñến hiệu suất sử dụng ñường truyền rất thấp. Ðể khắc phục khuyết ñiểm này TDM không ñồng bộ ra ñời. Trong TDM không ñồng bộ có thể có n ñường I/O nhưng chỉ có k , với k<n, khe thời gian ñược dùng. Mạch ña hợp ở máy phát sẽ quét tất cả các ñệm ngã vào thu lấy dữ liệu và bỏ qua các ñệm rỗng cho ñến khi ñầy khung và phát ñi, như vậy, thứ tự dữ liệu của các kênh không theo ñúng thứ tự của khe thời gian như ở TDM ñồng bộ. Do ñã bỏ qua các ñệm rỗng nên ta ñược kết quả là vận tốc bit của ñường truyền nhỏ hơn tổng các vận tốc bit của các kênh, nói cách khác với cùng một dung lượng, hệ thống ATM có khả năng phục vụ cho nhiều kênh truyền hơn hệ thống TDM ñồng bộ. (H 8.18) là một thí dụ, có 4 nguồn dữ liệu ñược ña hợp trong các khoảng thời gian t0, t1, t2 và t3 . Trong TDM ñồng bộ chu kỳ ñầu máy phát ñi 4 nguồn dữ liệu trong ñó 2 nguồn C và D không chứa thông tin nên 2 trong 4 khe thời gian là 2 khe rỗng, ngược lại, trong TDM bất ñồng bộ hai nguồn này sẽ không ñược phát ñi và chỉ có 2 khe thời gian chứa thông tin của nguồn A và B ñược phát ñi. Ðiều này làm giảm tải cho ñường truyền, tuy nhiên khi nhận ñược thông tin máy thu sẽ không phân phối dữ liệu ñúng ñịa chỉ của nó do sự ñồng bộ ñã mất vì thứ tự của dữ liệu của các nguồn khác nhau không còn ñúng thứ tự của các khe. (H 8.18) Thông thường, ATM sử dụng giao thức HDLC trong truyền ñồng bộ, trong giao thức HDLC này khung dữ liệu phải chứa các bit kiểm tra sự ña hợp. Có hai cách thực hiện sự kiểm tra này: - Trong mỗi khung có một nguồn dữ liệu duy nhất ñược xác ñịnh bởi ñịa chỉ của nó. Chiều dài của trường dữ liệu thay ñổi và sự kết thúc xác ñịnh bởi khung HDLC. - Trong mỗi khung có nhiều nguồn dữ liệu, mỗi nguồn phải ñược xác ñịnh bởi ñịa chỉ và chiều dài của nó. Ðịa chỉ Dữ liệu (a) Một nguồn cho mỗi khung Ðịa chỉ Chiều dài Dữ liệu . . . . . . . Ðịa chỉ Chiều dài Dữ liệu (b) Nhiều nguồn cho mỗi khung (H 8.19) Ðể ñảm bảo hiệu suất truyền cao (số bit hữu dụng nhiều so với số bit không phải là thông tin) người ta có các biện pháp như dùng ñịa chỉ tương ñối (ñịa chỉ của một nguồn ñược xác ñịnh so với nguồn trước ñó), như vậy trường ñịa chỉ cần một số bít ít hơn, thí dụ 4 bit thay vì 8. Và ñể chỉ chiều dài khung dữ liệu người ta có thể dùng nhãn 2 bit cho trường này, các giá trị 00, 01, 10 lần lượt chỉ chiều dài khung dữ liệu là 1, 2 và 3 ký tự mà không cần trường chiều dài. Giá trị 11 chỉ rằng có một trường chiều dài. Ðể thực hiện truyền thông dùng ATM có hiệu quả, người ta dựa vào kết quả thống kê ñể chọn dung lượng của kênh truyền sao cho phù hợp với vận tốc bit của tất cả các nguồn dữ liệu. CHƯƠNG 9 TRUYỀN TÍN HIỆU TƯƠNG TỰ BẰNG SÓNG MANG SỐ . Nội dung : 9.1 HỆ THỐNG TRUYỀN SỐ . 9.2 ðIỀU MÃ XUNG . 9.3 ðIỀU CHẾ VI PHÂN VÀ DELTA . 9.4 2914 COMBO CHIP . ---------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 9.1 HỆ THỐNG TRUYỀN SỐ: Hệ thống truyền số có thể truyền tín hiệu có nguồn gốc là tín hiệu số hoặc tương tự sau khi ñã ñược số hóa. - Tín hiệu tương tự (tiếng nói) sau khi ñược lấy mẫu bằng phương pháp PAM có thể ñược ñưa lên ñường truyền ñể phát ñi, nhưng một hệ thống truyền tín hiệu xung như vậy chưa phải là hệ thống truyền số vì tín hiệu ở ngã ra thiết bị phát là những xung có biên ñộ khác nhau. Ðể truyền ñược trên hệ thống truyền số, các xung PAM này phải ñược số hóa trước khi ñược ñưa ra ñường truyền. - Ðường dây cáp truyền trực tiếp các mã nhị phân của hệ thống Bell có tên là T- carriers. - Riêng tín hiệu số từ các DTE muốn truyền trên T-carriers phải qua Modem ñể biến thành tín hiệu tương tự nằm trong dải tần âm thanh rồi lại ñược số hóa (dĩ nhiên có dạng khác với trước). - Trong trường hợp muốn truyền các tín hiệu số nói trên với khoảng cách xa, người ta có thể thực hiện ña hợp nhiều kênh rồi dùng phương pháp PSK ñể ñiều chế sóng mang siêu cao tần ñể ñưa lên ñường truyền vi ba. (H 9.1) là sơ ñồ một hệ thống truyền số như mô tả ở trên Ðiều chế PSK  (vi ba) Giải ñc PSK |  ↓ DTE → Modem → Biến ñổi T-carriers → Biến ñổi → Modem → DTE Ðiện thoại (t.t.) → ADC (số) DAC (t.t.) → Ðiện thoại Hệ thống phát Hệ thống thu (H 9.1) 9.2 ÐIỀU MÃ XUNG (PULSE CODE MODULATION, PCM) : PCM là một phương pháp biến ñổi tín hiệu tương tự sang tín hiệu số thịnh hành nhất. Tín hiệu tương tự ñược giữ và lấy mẫu tại các thời ñiểm xác ñịnh (ñiều chế PAM) trước khi ñưa vào mạch biến ñổi tương tự - số (ADC) ñể biến ñổi sang một số nhị phân có giá trị tương ứng với biên ñộ của tín hiệu tương tự tại thời ñiểm lấy mẫu. Trước nhất cần nhắc lại một số tính chất của PAM: - Tần số xung lấy mẫu fs ít nhất phải bằng hai lần tần số cao nhất của tín hiệu tương tự fm. Ðây là ñiều kiện cần thiết ñể có thể phục hồi tín hiệu tương tự một cách chính xác ở máy thu. (H 9.2b) cho thấy trường hợp fs≤ 2fm ñưa ñến sự biến dạng tín hiệu tương tự, tín hiệu ñược tái tạo không có dạng của tín hiệu nguồn nữa. Ðây là biến dạng aliasing. - Băng thông nhỏ nhất của kênh truyền PAM xấp xĩ tần số fs nên: BW ≈2fm. (a) (H 9.2) (b) 9.2.1 Tín hiệu PCM. 9.2.2 Băng thông của kênh truyền PCM. 9.2.3 Sai số lượng tử. 9.2.4 Tỉ số tín hiệu nhiễu. 9.2.5 Sự nén - giãn . 9.2.6 Lụât µ-255 trong thực tế. 9.2.1 Tín hiệu PCM : (H 9.3) cho thấy vị trí mạch biến ñổi ADC (mã hóa PCM) và DAC (giải mã PCM) trong hệ thống truyền số. (H 9.3) (H 9.4) là một ví dụ về dạng sóng của tín hiệu số dùng số nhị phân 5 bít ñể mã hóa một tín hiệu tương tự. (H 9.4) Trong (H 9.4) tín hiệu tương tự ở ngã vào biến ñổi trong khoảng từ 0 ñến 7,75V. Số bít dùng mã hóa là n = 5 nên số mức mã hóa tương ứng là 2n - 1 = 31. Như vậy một mức trong mã hóa tương ứng với 7,75/31 = 0,25 V. Với xung lấy mẫu có chu kỳ Ts ta ñược các mẫu xung có biên ñộ lần lượt là: 2,25V, 4,25V và 6,0V. Các số nhị phân tương ứng với các mẫu xung này là: 01001, 10001, 11000. Các số nhị phân này ñược biểu diễn bởi các mã b4 b3 b2 b1 b0 (b0 là LSB). Dĩ nhiên ở ngã ra là các mã nhị phân song song, các mã này có thể qua bộ biến ñổi song song nối tiếp ñể truyền ñi theo cách truyền nối tiếp. 9.2.2 Băng thông của kênh truyền PCM : Trong PCM băng thông của kênh truyền tùy thuộc vào số bít n của tín hiệu số dùng mã hóa các xung PAM của tín hiệu tương tự. Nếu fs là tốc ñộ lấy mẫu, vận tốc truyền tín hiệu br ít nhất phải bằng n lần của fs: Tốc ñộ bít br ≥ n fs = 2n fm (bps) Thời gian cho một bít T Tần số của tín hiệu lớn nhất khi có dạng sóng vuông 101010......Trong trường hợp này mỗi chu kỳ của tín hiệu nhận ñược hai bít nên tần số cơ bản lớn nhất của sóng vuông biểu diễn số nhị phân bằng phân nửa tốc ñộ bít : fmax=1/2T = br/2 Vậy băng thông nhỏ nhất ñể thỏa ñường truyền này là: BW = br/2 = nfm Thí dụ: Xác ñịnh tần số xung lấy mẫu nhỏ nhất fs và băng thông tối thiểu BW ñể truyền tín hiệu tương tự có tần số 12 kHz bằng cách dùng số nhị phân 9 bít. (fs )min = 2fm = 24 kHz Tốc ñộ bít br = 2nfm = 2.9.12 = 216 kbps Băng thông nhỏ nhất (BW)min = br/2 = 216/2 = 108 kHz Qua thí dụ ta thấy ñể truyền tín hiệu tương tự 12 kHz băng thông cần là 108 kHz, khá lớn so với tần số tín hiệu cần truyền. Ðây là một khuyết ñiểm cần ñược khắc phục của phương pháp PCM. 9.2.3 Sai số (nhiễu) lượng tử (Quantizing error, noise) : Phần trên cho thấy dùng một số n bít ñể mã hóa tín hiệu tương tự thì ñược 2n mẫu biên ñộ của tín hiệu (nhưng chỉ có 2n -1 mức), khi n lớn thì số mẫu càng nhiều, khoảng cách 2 mức liên tiếp nhỏ lại. Tuy nhiên ta không thể nào chọn n = ∞ ñể khoảng cách này triệt tiêu, thậm chí cũng không ñược chọn n quá lớn ñể giảm khoảng cách mức vì sẽ ñưa tới băng thông của kênh truyền rất lớn, làm giảm số kênh truyền và ảnh hưởng rất nhiều ñến những ñặc tính khác của hệ thống mà hậu quả là giá thành sẽ lên rất cao. Nói cách khác n phải có giới hạn và sai số trong việc mã hóa là không thể tránh khỏi, ta gọi sai số này là sai số lượng tử, nếu gọi e là khoảng cách mức (hay khoảng cách lấy mẫu) thì sai số lượng tử lớn nhất là ± e/2. Có thể nói hệ thống PCM có tính miễn nhiễu rất tốt nhưng nhiễu lượng tử thì ñương nhiên hiện hữu nên khi nghiên cứu các hệ thống này ta không thể bỏ qua tác dụng của nó. Do tín hiệu tương tự trong nhiều trường hợp là loại lưỡng cực nên khi thực hiện mã hóa người ta dùng các số nhị phân với bit MSB là bit dấu (H 9.5.a) cho thấy sự tương quan giữa ñiện áp lấy mẫu va và mã nhị phân n bít tương ứng, giả sử va giới hạn trong khoảng –Vm ñến +Vm . Gọi Vp là ñiện áp ñỉnh-ñỉnh: Vp=2Vm (H 9.5.b) là một ví dụ cụ thể với Vm = 5,1 V và n = 8 Khoảng cách 2 mức ñiện áp là : e Sai số lượng tử tương ứng là ± e/2 = ± 0,02 V (H 9.5) Lưu ý là trị 0 của tín hiệu nhận 2 mã có dấu + (80) và - (00), nhưng khoảng cách mức vẫn không ñổi (0,04V). a- Sai số tương ñối trong lượng tử hóa. b- Xác ñịnh n theo %q. a-/ Sai số tương ñối trong lượng tử hóa : Gọi q là sai số tương ñối của tín hiệu trong lượng tử hóa : q Với va là ñiện áp của tín hiệu tương tự cần lấy mẫu. Tính q theo phần trăm % % q Ta thấy phần trăm sai số tương ñối tăng lên khi va nhỏ, ñiều này ñược minh họa ở (H 9.6) (H 9.6) b-/ Xác ñịnh n theo %q : Từ biểu thức trên, với một giá trị %q ñịnh trước người ta có thể chọn n tối thiểu cần thiết ñể thỏa mãn yêu cầu về sai số. n = 3,32log|(100/%q)(Vm/|va|)+1| Ví dụ Tính giá trị n cần thiết ñể %q ≤ 10% khi va = 5% trị cực ñại Vm n ≥ 3,32 log (100/10)(1/0,05) + 1 = 7,65 Ta chọn n = 8 9.2.4 Tỉ số tín hiệu nhiễu SNR : Tín hiệu trước khi lấy mẫu là tín hiệu tương tự, xác ñịnh bởi trị hiệu dụng (RMS), như vậy ñể xác ñịnh ñược tỉ số SNR trước nhất ta hãy tính trị hiệu dụng của sai số lượng tử (tức eRMS của nhiễu). Xét trường hợp ñơn giản tín hiệu tương tự là một ñường thẳng, tín hiệu lấy mẫu (cũng là tín hiệu ra ở máy thu) có dạng nấc thang và do ñó dạng sóng của thành phần sai số là tín hiệu răng cưa (H 9.7b) (a) (H 9.7) (b) Trong khoảng (-T/2,T/2) thành phần sai số lượng tử có dạng ñường thẳng qua gốc tọa ñộ với ñộ dốc nên phương trình của sai số là: và trị hiệu dụng của sai số là : eRMS = eRMS = Thí dụ : Nếu dùng số nhị phân n = 5 bít ñể mã hóa tên hiệu biên ñộ ñỉnh-ñỉnh là Vp = 5V. Xác ñịnh trị hiệu dụng của nhiễu eRMS và SNR trong hai trường hợp va = 2,5V và va = 1V - Với va = 2,5V eRMS = SNR = 2,5/0,0451 = 55,4 = 34,3 dB - Với va = 1V ta ñược SNR = 22,17 hay 26,9 dB. Như vậy, tỉ số SNR càng nhỏ khi giá trị của tín hiệu càng nhỏ. 9.2.5 Sự nén - giãn (Compressing & Expanding, vt Companding): Việc mã hóa mà ta bàn ở trên dựa trên cơ sở quan hệ giữa ñiện áp và giá trị mã hóa là quan hệ ñường thẳng trong ñó sự gia tăng các mức là không ñổi, ta gọi hình thức mã hóa này là PCM tuyến tính. Ðiểm bất lợi của phương pháp này là sai số như nhau với mọi ñiện áp tín hiệu nên kết quả là với các tín hiệu có biên ñộ nhỏ thì SNR cũng nhỏ, nói cách khác nhiễu trở nên rất ñáng kể khi tín hiệu có giá trị nhỏ. Ðể khắc phục khuyết ñiểm này, người ta dùng phương pháp mã hóa theo ñường cong, cụ thể là dạng logarit, ta gọi là PCM logarit, trong cách mã hóa này tín hiệu có giá trị nhỏ ñược mã hóa với khoảng cách mức nhỏ hơn và tín hiệu có giá trị gần với trị cực ñại ñược mã hóa với khoảng cách mức lớn hơn, ñường cong mã hóa có ñộ dốc cao ở phần ñầu và bị nén lại ở phần cuối. Ðây là một quá trình nén ở máy phát và dĩ nhiên một quá trình ngược lại ñược thực hiện ở máy thu ñể phục hồi tín hiệu, gọi là quá trình giãn. Kết quả của sự nén này cho tỉ số SNR như nhau với mọi tín hiệu vào. Có hai luật nén khác nhau áp dụng ở hai vùng lục ñịa : - Luật µ-255 , sử dụng rộng rãi ở Bắc Mỹ, mối quan hệ ñiện áp vào Vin và mã (ñiện áp ra Vout) có dạng : Trong ñó µ = 2n - 1 ; với n = 8 ta ñược µ = 255. (H 9.8.a) cho ñường cong mã hóa theo luật µ-255 (vẽ theo trị chuẩn hóa của Vin và Vout) (a) luật µ-255 (b) luật A-87,6 (H 9.8) - Luật A-87,6 ñược sử dụng rộng rãi ở Âu châu, mối quan hệ giữa ñiện áp và mã có dạng : - Khi Vin > 1/A - Khi 0<Vin < 1/A Vout = Với A = 87,6 Có một số ñiểm giống và khác nhau giữa hai luật nói trên mà ta cần lưu ý: - Trong cả hai luật các bít ñầu tiên của mã số ñều là bít dấu và có 2 mã cho trị 0. - Trong luật µ-255 , trừ bít dấu, các bit mã bị ñảo trước khi ñưa ra ñường truyền, ñiều này ñưa ñến kết quả là trong từ mã chứa số bit 1 nhiều hơn (do biên ñộ tín hiệu nằm trong vùng giá trị thấp thường xảy ra hơn), thuận tiện cho việc tạo ñồng bộ. Ðặc tuyến truyền qua ñiểm gốc theo phương nằm ngang, ñiều này khiến cho hệ thống tránh ñược nhiễu kênh trống, tức nhiễu xuất hiện ngay khi không có tín hiệu. - Trong luật A-87,6, 3 bít ngay sau bít dấu chỉ số của ñoạn thẳng mà giá trị ñiện áp rơi vào (mức của ñiện áp), 4 bít cuối chỉ vị trí cụ thể của ñiện áp trên ñoạn ñó. Ðặc tuyến truyền ñi qua ñiểm gốc theo phương thẳng ñứng, ñiều này ñưa ñến kết quả là có nhiễu kênh trống. 9.2.6 Lụât µ-255 trong thực tế : Trong thưc tế, việc mã hóa theo luật nén µ-255 ñược thực hiện như sau: Ðầu tiên, mỗi tín hiệu ñược lấy mẫu và mã hóa bởi số nhị phân 12 bít ñể có ñươc ñộ phân giải cao. Thay vì truyền ñi 12 bít này, người ta nén xuống còn 8 bít. Dĩ nhiên trong sự nén này không thể không tạo ra sai số và sai số càng ít ñối với tín hiệu càng nhỏ thì yêu cầu xem như ñã ñạt ñược. Trong khi nén từ 12 xuống 8 bít thì bít dấu (MSB) không thay ñổi, 11 bít còn lại ñược chia thành 8 ñoạn, mỗi ñoạn ñược biểu diễn bởi một số 3 bit (gọi là mã ñoạn) và xác ñịnh bằng cách lấy 7 trừ cho số số 0 ñầu tiên của mã 11 bít. Thí dụ: mã 12 bít là s00001101010 mã ñoạn là 7 - 4 = 3 = 011 Bít 1 ñầu tiên sau các bít 0 sẽ không ñược phát ñi, 4 bít theo sau ngay bít 1 này ñược phát ñi trọn vẹn và ñó là các bít cuối cùng của mã 8 bít, tất cả các bít còn lại sẽ bị bỏ ñi. Ở máy thu khi nhận ñược mã 8 bít, việc ñầu tiên là phục hồi lại mã 12 bít trước khi giải mã Thí dụ: mã 8 bít nhận ñược là s011 1010 lấy 7 - 3 = 4, vậy sau bít dấu là 4 bít 0, tiếp theo là bít 1 và 4 bít nguyên mẫu mã 12 bít sẽ là s0000 1 1010 xx Trong trường hơp này máy thu không có thông tin nào về 2 bít cuối cùng (thay ñổi từ 00 ñến 11). Ðể bảo ñảm sai số là nhỏ nhất, ở máy thu người ta thay thế 2 bit này bởi 2 bit 10, như vậy trong thí dụ trên mã 12 bít phục hồi ở máy thu sẽ là s00001101010. Nguyên tắc này cũng ñược sử dụng cho trường hợp số bit bị mất thông tin nhiều hơn 2, nghĩa là các bit thay thế luôn luôn gồm một bit 1 và các bit 0 theo sau sao cho ñủ 12 bit. Sai số tuyệt ñối do sự nén tùy thuộc mã của ñoạn ñược phát ñi. Ðoạn tương ứng với giá trị cao của tín hiệu có sai số tuyệt ñối càng lớn. Bảng 9.1 cho thấy mã 12 bít ban ñầu, mã 8 bít tương ứng và mã 12 bít phục hồi cùng các ñoạn tương ứng. Bảng 9.1 ñoạn mã 12 bít ban ñầu mã 8 bít nén mã 12 bít phục hồi 0 1 2 3 4 5 6 7 s0000000abcd s0000001abcd s000001abcdx s00001abcdxx s0001abcdxxx s001abcdxxxx s01abcdxxxxx s1abcdxxxxxx s000abcd s001abcd s010abcd s011abcd s100abcd s101abcd s110abcd s111abcd s0000000abcd s0000001abcd s000001abcd1 s00001abcd10 s0001abcd100 s001abcd1000 s01abcd10000 s1abcd100000 Trong bảng 9.1 abcd là các bít ñươc giữ nguyên ñể phát ñi , các bít x là các bít mất ñi trong quá trình nén (ñoạn 0 ñược thực hiện một cách ngoại lệ). Lưu ý là ñoạn 0 và 1 ñược phục hồi không có sai số trong khi ñoạn 7 chỉ có 6 bít MSB là ñược phục hồi chính xác. Bỏ qua bít dấu 11 bít còn lại tạo ra 211 = 2048 tổ hợp. Hai ñoạn 0 và 1 mỗi ñoạn ứng với 16 tổ hợüp khác nhau tùy thuộc giá trị cụ thể của a,b,c,d. Ở ñoạn 2, 5 bít cuối abcd và x cho 32 tổ hợp khác nhau, tuy nhiên trong quá trình nén 32 tổ hợp này chỉ cho 16 mức tương ứng, diễn tả bởi abcd và 1, ta nói 32 mức ñã ñược nén thành 16. Tương tự, ñoạn 3 ñã nén 64 mức xuống còn 16,... và ñoạn 7 ñã nén 1024 mức xuống còn 16 mức. giản ñồ nén theo phương pháp trên ñược minh họa ở (H 9.9), giản ñồ này rất gần với giản ñồ lý thuyết của luật µ-255. Kết quả của phương pháp nén cho thấy các tín hiệu nhỏ (trường hợp thưòng xảy ra) có thể ñược mã hóa bởi một chuỗi liên tục các số 0, ñiều này khiến cho sự ñồng bộ ở máy thu gặp khó khăn, vì lý do này mà người ta ñã ñảo các bít, trừ bít dấu, trước khi phát ñi, như ñã thấy trên giản ñồ (lý thuyết) của luật µ-255. (H 9.9) Qua phương pháp nén thực tế ta thấy sai số gia tăng theo ñộ lớn của tín hiệu nhưng phần trăm sai số thì như nhau cho các ñoạn. Công thức dưới ñây ñược dùng ñể tính phần trăm sai số: [ mức phát - mức thu ] %sai số = --------------------------------100 mức thu Phần trăm sai số cực ñại ứng với các số nhỏ nhất trong một ñoạn. Thí dụ Ðối với ñoạn 3: Phát s00001000000 Thu s00001000010 % sai số = = 3,03% Ðối với ñoạn 7: Phát s10000000000 Thu s10000100000 % sai số = = 3,03% 9.3 ÐIỀU CHẾ VI PHÂN VÀ DELTA: Trong truyền thông delta có hiệu qua cao ñôi khi người ta chỉ truyền ñi thông tin ñặc trưng cho sự thay ñổi của tín hiệu thay vì bản thân tín hiệu ñó. Ở máy thu sẽ dựa vào sự thay ñổi này ñể khôi phục lại tín hiệu ban ñầu. Ðây là cơ sở của phương pháp ñiều chế vi phân và Delta. Phương pháp này chứng tỏ có hiệu quả thực sự cao khi tín hiệu truyền có ít sự thay ñổi, ví dụ tín hiệu Video là loại tín hiệu chứa nhiều thông tin lặp lại. Thực tế cho thấy dùng ñiều chế Delta cho tín hiệu âm thanh ñã giảm ñược tốc ñộ bít ñến 50%. Các yêu cầu về ñồng bộ giữa thiết bị thu và phát trong ñiều chế Delta ít hơn ở PCM, nhưng việc ghép kênh khó khăn hơn do băng thông của ñiều chế Delta khá rộng. 9.3.1 Ðiều chế Delta. 9.3.2 Diều chế PCM vi phân. 9.3.1 Ðiều chế Delta : Việc truyền sự thay ñổi của tín hiệu có thể thực hiện ñơn giản bằng cách so sánh biên ñộ tín hiệu mới lấy mẫu với biên ñộ của tín hiệu trước ñó, phát kết quả so sánh, gọi là tín hiệu vi phân (gồm các bít 1 hoặc 0) tới nơi thu. Bộ giải mã thu nhận sự thay ñổi này và có thể cộng liên tiếp các tín hiệu vi phân (tức là lấy tích phân) ñể phục hồi tín hiệu ñã phát. (H 9.10) minh họa một hệ thống ñiều chế Delta. - Máy phát : Một OPAMP so sánh hai tín hiệu vào S(t), là tín hiệu cần truyền và S'(t), là tín hiệu trể, ñể tạo ra tín hiệu vi phân , tín hiệu này sau khi ñược làm trể một chu kỳ ñồng hồ bởi một FFD, ta ñược tín hiệu e(t), ñây là tín hiệu truyền tới nơi thu. e(t) có giá trị dương khi S(t) > S'(t) và âm khi ngược lại. - Máy thu : Tín hiệu e(t) nhận ñược sẽ qua một mạch tích phân ñể phục hồi S(t). (H 8.9.b) chỉ dạng các tín hiệu. (a) (b) (H 9.10) 9.3.1.1 Nhiễu lượng tử. 9.3.1.2 Quá tải ñộ dốc. 9.3.1.3 Băng thông. 9.3.1.4 Ðiều chế Delta có ñộ dốc biến ñổi. 9.3.1.1 Nhiễu lượng tử : Quan sát dạng sóng (H 9.10b) ta thấy khi tín hiệu vào S(t) không ñổi, tín hiệu S'(t) có giá trị thay ñổi trên hoặc dưới S(t) và e(t) dao ñộng giữa mức dương và âm. Sự sai biệt này giữa hai tín hiêụ là nhiễu lượng tử. Thành phần nhiễu này có thể giảm bớt nếu ta giảm chiều dài bước h (step size) và thu nhỏ chu kỳ xung ñồng hồ Ts. Tuy nhiên ñiều này sẽ ảnh hưởng ñến băng thông của tín hiệu. 9.3.1.2 Quá tải ñộ dốc (Slope - overload) : Nếu tín hiệu vào S(t) ở máy phát biến ñổi quá nhanh, S’(t) không theo kịp sự biến ñổi này và việc mã hóa không còn ñúng, kết quả là tín hiệu phục hồi ở máy thu bị biến dạng. Ta gọi ñây là biến dạng do quá tải ñộ dốc (ñoạn cuối (H 9.10b)). Ðộ dốc của tín hiệu ra từ mạch tích phân là h/Ts. Thành phần tần số cao nhất của tín hiệu vào phải ñược giới hạn ñể ñộ dốc cực ñại của tín hiệu không vượt quá giá trị này, ñó là ñiều kiện ñể tránh quá tải ñộ dốc. Lấy ví dụ tín hiệu vào là sóng sin : S(t) = Vm sin(2πfint) Ðộ dốc của S(t) là ñạo hàm dS(t)/dt : = 2 π Vmfin cos(2πfint) Ðộ dốc cực ñại khi t = 0 và bằng = 2π Vmfin Ðể tránh quá tải ñộ dốc, phải có : 2π Vmfin ≤ hfs Hay fin ≤ 9.3.1.3 Băng thông : Từ (H 9.10b) ta thấy tần số lớn nhất của tín hiệu e(t) trên ñường truyền là fs/2 do ñó băng thông tối thiểu của ñường truyền là BW ≈ ≥ Biểu thức cho ta xác ñịnh băng thông tối thiểu của hệ thống ñể tránh ñược biến dạng do quá tải ñộ dốc. Giá trị băng thông tùy thuộc Vm/h. Như nói trên ñể giảm nhiễu ta có thể giảm h, nhưng như vậy băng thông sẽ lớn. Thí dụ lấy giá trị cụ thể của h là 5% Vm thì Vm/h = 20 và BW = 63 fin . Kết quả cho ta thấy băng thông của ñường truyền lớn như thế nào. Ðể phát sóng sin 12 kHz dùng PCM 9 bít cần băng thông 108 kHz. Ta thử tính băng thông trong trường hợp dùng ñiều chế Delta. 9 bít PCM cung cấp một bước ñiện áp giữa các mã kề nhau là 2Vm /511. Nếu chọn h bằng giá trị này ta tính ñược : BW ≥ = π( 511/2) 12 kHz = 9,65 MHz fs = 2BW = 19,3 MHz 9.3.1.4 Ðiều chế Delta có ñộ dốc biến ñổi : Ðể tránh hiện tượng quá tải ñộ dốc, ngưới ta dùng cách ñiều chế Delta có ñộ dốc biến ñổi (Variable Slope Delta Modulation, VSDM) . Trong VSDM ñộ dốc của tín hiệu ở ngã ra mạch tích phân S'(t) thay ñổi theo ñộ dốc của tín hiệu vào, như vậy sẽ tránh ñược biến dạng khi tín hiệu vào thay ñổi quá nhanh. Nguyên lý của ñiều chế VSDM là dùng sự biến ñổi của ñộ dốc của tín hiệu vào ñể ñiều khiển hệ số của mạch tích phân, nếu ñộ dốc của tín hiệu vào tiếp tục tăng hay giảm, hệ số của mạch tích phân tăng hay giảm theo ñể làm thay ñổi chiều dài bước của xung lấy mẫu, chiều dài bước sẽ lớn khi tín hiệu vào biến ñổi nhanh và nhỏ khi sự biến ñổi này chậm. (H 9.11) mô tả một hệ thống thu phát dùng kỹ thuật VSDM. - Máy phát : Tín hiệu ở ngã ra OPAMP ñược ñưa vào một bộ ghi dịch 3 bít, gồm 3 FFD, các tín hiệu ra ở các FF này lần lượt là e(t), e(t + Ts) và e(t + 2Ts) và các ñảo của nó ñược ñưa vào bộ phát hiện trùng lặp gồm các cổng AND và OR. Tín hiệu ở ngã ra bộ trùng lặp ñược dùng ñể ñiều khiển ñộ lợi một mạch khuếch ñại và ñộ lợi này làm thay ñổi hệ số của mạch tích phân. Cơ chế của sự ñiều khiển này như sau: Khi ñộ dốc của tín hiệu vào tiếp tục gia tăng (hoặc tiếp tục giảm) ở ngã ra các FFD xuất hiện các bít 1 hoặc 0, lúc ñó bộ trùng lặp nhận ñồng thời 3 bít 1 hoặc 3 bít 0, khiến ngã ra của nó lên 1, tín hiệu này ñược ñưa vào một mạch so sánh với một ñiện áp chuẩn ñể tạo tín hiệu ñiều khiển mạch khuếch ñại. - Máy thu : ở máy thu sự vận chuyển cũng tương tự như thế. (a) Hệ thống phát (b) Hệ thống thu (H 9.11) (H 9.12) minh họa một dạng sóng của tín hiệu hình sin ở ngã vào , tín hiệu vi phân e(t) và tín hiệu tương ứng ở ngã ra bộ tích phân. (H 9.12) Trên thị trường IC ñiều chế và giải ñiều chế biến ñổi ñộ dốc liên tục (Continuously Variable Slope Delta, CVSD ) MC 3417 của hảng MOTOROLA có cấu tạo như sơ ñồ (H 9.11) ñược sử dụng rộng rãi trong ñiện thoại. (H 9.13) là sơ ñồ chức năng của IC MC 3417. (H 9.13) 9.3.2 Ðiều chế PCM vi phân ( Differential PCM, DPCM) : Ðiều mã xung vi phân DPCM là sự kết hợp hai phương pháp : ñiều chế Delta và ñiều mã xung. Tín hiệu vi phân e(t), có từ ñiều chế Delta, ñược phát ñi theo cách ñiều mã xung nghĩa là sẽ ñược mã hóa với 2m mức, trong ñó m là số bít của tín hiệu. Với cách ñiều chế này số bít cần thiết cho việc mã hóa sẽ giảm ñi rất nhiều nếu tín hiệu vào ít thay ñổi, ñiều này dẫn ñến băng thông của kênh truyền sẽ giảm ñáng kể, tuy nhiên sự quá tải ñộ dốc vẫn là một vấn ñề nghiêm trọng cần phải ñược quan tâm. 9.4 2914 COMBO CHIP : Ðể phục vụ cho việc phát tín hiệu số, các IC CODEC ñã ra ñời. Có thể kể ra dưới ñây một số IC ñã có mặt trên thị trường: - 2910A và 2911A là các IC mã hóa và giải mã (Codec), khi sử dụng kết hợp với IC làm chức năng lọc 2912A. - 2913 (20 chân) và 2914 (24 chân) là các IC vừa thực hiện mã hóa, giải mã và cả chức năng lọc trong một chip, ñược gọi là combo chip. - 2916 và 2917 là thế hệ sau, có cùng chức năng như 2913 và 2914 nhưng có it chân hơn (16 chân). Sau ñây, chúng ta sẽ khảo sát một IC tiêu biểu: 2914. 9.4.1 Vận hành tổng quát. 9.4.2 Ðộ tin cậy của IC. 9.4.3 Chế ñộ giảm nguồn và chờ. 9.4.4 Chế ñộ vận tốc cố ñịnh. 9.4.5 Chế ñộ vận tốc thay ñổi. 9.4.6 Tín hiệu báo. 9.4.7 Vận hành bất ñồng bộ. 9.4.8 Vòng tương tự. 9.4.9 ðiện thế tham chiếu chính xác. 9.4.10 Mạch lọc phát. 9.4.11 Mạch khuếch ñại công suất. 9.4.1 Vận hành tổng quát : Các chức năng chính của 2914: - Lọc dải thông tín hiệu tương tự trước khi mã hóa và sau khi giải mã. - Mã hóa và giải mã tín hiệu âm thanh và tín hiệu của các cuộc gọi - Mã hóa và giải mã các thông tin báo hiệu và giám sát. - Thực hiện việc nén - giãn. (H 9.14 ) là sơ ñồ khối của 2914 (H 9.14) Bảng 9.2 VÀ 9.3 tóm tắt chức năng của các chân : Bảng 9.2 Ký hiệu Tên Ký hiệu Tên VBB PWRO+,PWRO- GSR CLKSEL LOOP SIGR DCLKR DR ↓ FSR GRDD Power (-5V) Power Amplifier Output Receive Gain control Power-down select Master clock freq. select Analog loopback Receive signaling bit output Receive variable data rate Receive PCM highway CLKR CLKX FSX DX /DCLKX SIGX/ASEL GRDA VFXI+ Receive master clock Transmit master clock Transmit frame synch. Clock Transmit PCM output Timeslot strobe/ Buffer enable Transmit variable data rate Transmit signaling bit input µ- or A-law select Analog ground VCC input Receive frame synch. Clock Digital Ground Power (+5V) VFXI- GSX Noninverting analog input Inverting analog input Transmit gain control Bảng 9.3 Ký hiêu Chức năng VBB PWRO+ PWRO- GSR CLKSEL LOOP SIGR DCLKR DR FSR GRDD CLKR CLKX FSX DX Nguồn -5V ±5% Ngã ra không ñảo của mạch khuếch ñại CS thu. Có thể thúc biến áp hỗn hợp hoặc trực tiếp cho tải có tổng trở cao (ñơn hay vi sai) Ngã ra ñảo của mạch khuếch ñại CS thu. Chức năng giống và bổ túc cho PWRO+ Ngã vào dùng ñiều chỉnh ñộ lợi mạch CS thu. Mức tín hiệu phát có thể ñược ñiều chỉnh trên dải rộng 12 dB tùy vào ñiện thế ở chân GSR Chọn giảm thế nguồn. Mức cao: 2914 ở trạng thái tác ñộng- Mức thấp: Giảm thế nguồn Chọn tần số xung ñồng hồ thu phát chính: CLKSEL = VBB . . . . . . . 2,048 MHz CLKSEL = GRDD . . . . .1,544 MHz CLKSEL = VCC . . . . . . . 1,536 MHz Vòng tương tự. Mức TTL cao: PWRO+ nối (bên trong) VFXI+, GSR nối với PWRO-, và VFXI- với GSX. Một tín hiệu số 0 dBm ở ngã vào DR sẽ cho ra t.h. số +3dBm ở DX Bit báo hiệu ra từ máy thu. Ở chế ñộ vận tốc cố ñịnh, SIGR xuất trạng thái logic của bit thứ 8 (LSB) của từ mã PCM của khung báo hiệu mới nhất. Chọn chế ñộ vận tốc cố ñịnh hay vận tốc thay ñổi ñể hoạt ñộng: DCLKR = VBB: Chế ñộ vận tốc cố ñịnh DCLKR không nối với VBB : Chế ñộ vận tốc thay ñổi, chân này là ngã vào của xung ñồng hồ từ 64 KHz tới 2.048MHz (mức TTL). Ngã vào PCM. Dữ liệu nhận vào từ chân này ứng với cạnh xuống của 8 xung ñồng hồ liên tiếp. CLKR ở chế ñộ vt cố ñịnh và DCLKR ở chế ñộ vt thay ñổi Ngã vào xung ñồng bộ khung, 8 KHz/ Chốt khe thời gian, phần thu. Trong chế ñộ vận tốc cố ñịnh chân này xác ñịnh khung loại báo hiệu hay không. Trong chế ñộ vận tốc thay ñổi, chân này phải ñược giữ ở mức cao trong suốt thời gian của từ mã PCM (8 bit). Phần thu sẽ ñi vào chế ñộ chờ khi chân này ở mức thấp trong khoảng thời gian 300ms Mass số cho tất cả mạch logic bên trong. Không nối với GRDA Xung ñồng hồ thu chính và vận tốc bit ở chế ñộ vt cố ñịnh; là xung ñồng hồ thu chính ở chế ñộ vận tốc thay ñổi Xung ñồng hồ phát chính và vận tốc bit ở chế ñộ vận tốc cố ñịnh; là xung ñồng hồ phát chính ở chế ñộ vận tốc thay ñổi /DCLKX SIGX/ASEL GRDA VFXI+ VFXI- GSX VCC Ngã vào xung ñồng bộ khung, 8 KHz/ Chốt khe thời gian, phần phát. Hoạt ñộng ñộc lập nhưng theo một cách giống như FSR Ngã ra PCM. Dữ liệu xuất ra từ chân này ứng với cạnh lên của 8 xung ñồng hồ liên tiếp. CLKX ở chế ñộ vận tốc cố ñịnh và DCLKX ở chế ñộ vận tốc thay ñổi Ngã ra: chốt khe thời gian phần phát. Ngã vào: ñồng hồ vận tốc bit phần phát. Ở chế ñộ vận tốc cố ñịnh, là ngã vào ñiều khiển ñệm 3 trạng thái. Ở chế ñộ vận tốc thay ñổi, là ngã vào xung ñồng hồ mức TTL cho phép IC hoạt ñộng với vận tốc bit từ 64 Kbps tới 2048 Kbps Chân có 2 chức năng. Khi nối với VBB, cho phép chọn luật nén A-87,6. Khi không nối với VBB chân này là ngã vào cho bit báo hiệu có mức TTL. Tín hiệu này thay thế cho bit LSB của từ mã của các khung báo hiệu. Mass chung cho các mạch tương tự Ngã vào không ñảo của tín hiệu tương tự Ngã vào ñảo của tín hiệu tương tự Ngã vào tín hiệu âm thanh của mạch lọc phát. Nhận tín hiệu từ ngã ra mạch OPAMP khuếch ñại ñầu vào. Nguồn +5V ±5% 9.4.2 Ðộ tin cậy của IC : Khi tất cả mạch ñồng hồ và nguồn ñều ñược nối vào, Combo chip 2914 ñược cấp nguồn bằng cách cung cấp xung cho ngã vào ñồng bộ khung phát (FSX) và/hoặc ngã vào ñồng bộ khung thu (FSR), ñồng thời áp vào chân Power Down Select ( ) mức TTL cao. 2914 có một reset nội khi ñược cấp nguồn (khi có sự gián ñoạn và VBB hoặc VCC ñược nối trở lại). Ðiều này bảo ñảm tín hiệu số ra có hiệu lực và do ñó duy trì sự hội nhập xa lộ PCM của IC. Ở phần phát, ngã ra dữ liệu PCM (DX) và Transmit Timeslot Strobe ( ) ñược giữ ở trạng thái tổng trở cao trong khoảng thời gian của 4 khung (500µs) sau khi ñược cấp nguồn. Sau thời gian trể này Combo chip ñi vào chế ñộ vận hành, các tín hiệu DX,( ), và tín hiệu báo (signaling) ñược ñịnh vị ở các khe thời gian riêng. Nhờ mạch auto-zeroing ở phần phát mạch tương tự cần khoảng 60ms ñể ñạt trạng thái cân bằng. Như vậy, những thông tin báo hiệu như on/off hook gần như có hiệu lực tức thời trong khi tín hiệu tương tự sẽ chỉ có hiệu lực sau 60ms. Ở phần thu, chân Signaling Bit Output (SIGR) cũng ñược giữ ở mức thấp (inactive) khoảng 500µs sau khi cấp nguồn và giữ trạng thái không tác ñộng này cho ñến lúc ñược cập nhật bởi việc nhận khung báo hiệu (signaling frame) Ðể tăng ñộ tin cậy của hệ thống, chân ( ) và DX ñược ñưa lên trạng thái tổng trở cao và chân SIGR giữ mức thấp khoảng 30µs sau một sự gián ñoạn của xung ñồng hồ chính (CLKX). Sự gián ñoạn có thể do ñiều kiện lỗi nào ñó. 9.4.3 Chế ñộ giảm nguồn và chờ : Ðể tiết kiệm năng lượng tiêu thụ xuống tới mức tối thiểu (5 mW), hai chế ñộ giảm nguồn ñược áp dụng cho 2914, trong ñó hầu hết các chức năng của nó ñều không ñược phép. Ở chế ñộ này chỉ các mạch ñồng hồ và ñệm ñồng bộ khung là ñược cấp nguồn (ở ñiều kiện Enable). Chế ñộ giảm nguồn ñược thực hiện bằng cách ñặt mức TTL thấp vào chân . Chế ñộ chờ ñược thực hiện cho phần phát và thu một cách riêng rẽ bằng cách ñưa chân FSX hay FSR xuống thấp trong khoảng thời gian 300ms. Khi cả phần thu và phát ñều ở chế ñộ chờ thì công suất tiêu thụ khoảng 12 mW. 9.4.4 Chế ñộ vận tốc cố ñịnh : Chế ñộ vận tốc cố ñịnh xảy ra khi nối DCLKR với VBB, lúc này, các mạch ñồng hồ thu phát chính thực hiện các chức năng: - Cung cấp xung ñồng hồ chính cho mạch lọc. - Cung cấp xung ñồng hồ chính cho mạch ñổi tương tự - số và ngược lại. - Xác ñịnh vận tốc bit vào ra giữa codec và xa lộ PCM. Trong chế ñộ vận tốc cố ñịnh, vận tốc bit thu phát bằng với tần số xung ñồng hồ và có một trong các giá trị 1,536, 1,544, hay 2,048 Mbps. Xung ñồng bộ thu phát (FSX và FSR) là 8 KHz dùng xác ñịnh tần số lấy mẫu và ñộ rộng của nó cho phép phân biệt khung có tín hiệu báo và khung không tín hiệu báo, xung có ñộ rộng 1 bit dùng cho các khung không có tín hiệu báo và xung có ñộ rộng 2 bit dùng cho các khung có tín hiệu báo. Ngã ra timeslot strobe buffer enable ( ) ñược dùng ñể ñưa từ mã PCM lên xa lộ PCM khi một mạch ñệm bên ngoài ñược dùng ñể thúc ñường này.Ā cũng ñược dùng như một xung cổng bên ngoài cho mạch ña hợp thời gian (H 9.15). Dữ liệu phát ra trên xa lộ PCM từ ngã ra DX ứng với 8 cạnh lên ( ) ñầu tiên của xung ñồng hồ CLKX theo sau cạnh lên của FSX. (H 9.15a) (H 9.15 b) (H 9 .16 a) (H9.16 b) Tương tự, ở phần thu, dữ liệu ñược thu từ xa lộ PCM vào ngã DR ứng với 8 cạnh xuống ñầu tiên của xung ñồng hồ CLKR. Các xung ñồng hồ CLKX và CLKR ñược chọn bởi chân CLKSEL và có thể có các giá trị 1,536; 1,544 hay 2,048 MHz. Khi sử dụng nhiều kênh (mỗi IC sử dụng cho một kênh), tín hiệu FSX và FSR phải thực hiện sự ñồng bộ giữa các IC và hệ thống ñể bảo ñảm rằng chỉ có một IC ñang phát hay thu ở một thời ñiểm. (H 9.15) là sơ ñồ khối và giản ñồ thời gian cho hệ thống gồm có một kênh PCM dùng 2914 ở chế ñộ vận tốc cố ñịnh và hoạt ñộng với tần số ñồng hồ chính là 1,536 MHz. Trong chế ñộ này, dữ liệu ñược truyền dưới dạng các xung ngắn (burst mode). Với một kênh duy nhất xa lộ PCM chỉ tác ñộng trong khoảng 1/24 thời gian khung. Từ (H 9.15) có thể có các nhận xét sau ñây: - Vận tốc bit ra/vào bằng tần số xung ñồng hồ chính 1,536 Mbps. - Tín hiệu vào/ra codec là 64 kbps (=1.536KHz/24) PCM . - Chân DX và DR chỉ tác ñộng trong khoảng 1/24 thời gian khung (125 µs). (H 9.16) là sơ ñồ khối và giản ñồ thời gian cho 24 kênh PCM - TDM vận hành với xung ñồng hồ chính là 1,536 MHz. 9.4.5 Chế ñộ vận tốc thay ñổi : Chế ñộ này cho phép vận tốc dữ liệu vào /ra thay ñổi ñược. Các xung ñồng hồ chính vẫn có các giá triü 1,536; 1,544 hay 2,048 MHz , ñược dùng cho mạch lọc và các mạch biến ñổi tương-tự-số, số-tương tự. Tuy nhiên, vận tốc tín hiệu thu/phát trên xa lộ PCM tùy vào DCLKX và DCLKR. Khi FSX ở mức cao, dữ liệu phát ra trên xa lộ PCM từ ngã ra DX ứng với 8 cạnh lên ( ) ñầu tiên của xung ñồng hồ DCLKX. Tương tự, khi FSR ở mức cao, dữ liệu trên xa lộ PCM vào chân DR ứng với 8 cạnh xuống ñầu tiên của xung ñồng hồ DCLKR. Chế ñộ hoạt ñộng này còn ñược gọi là chế ñộ ghi dịch (Shift register mode). Trên phần phát, từ PCM cuối cùng ñược lặp lại trong các khe thời gian thừa trong khung thời gian 125µs cho ñến khi chân DCLKX ñược cấp xung và FSX lên mức cao. Ðiều này cho phép từ PCM ñược phát ra trên xa lộ nhiều hơn một lần cho mỗi khung. Tín hiệu báo không cần thiết trong chế ñộ hoạt ñộng này vì nó không cung cấp phương tiện ñể nhận dạng khung báo hiệu. (H 9.17) là sơ ñồ khối và giản ñồ thời gian cho hệ thống gồm 2 kênh PCM -TDM dùng 2914 ở chế ñộ vận tốc thay ñổi và hoạt ñộng với tần số ñồng hồ chính là 1,536 MHz, tần số lấy mẫu 8 kHz và vận tốc dữ liệu thu/phát là 128 kbps. Với tần số lấy mẫu 8 kHz, thời gian khung là 125µs. Mỗi từ PCM 8 bit của mỗi kênh ñược phát hay thu trong mỗi 125µs. Cho 16 bit xảy ra trong 125µs, cần ñồng hồ phát thu có tần số 128 kHz Tín hiệu cho phép phát /thu (FSX và FSR) cho mỗi codec tác ñộng trong mỗi nửa thời gian khung. Do ñó, ñể hai IC thay phiên làm việc, tín hiệu FSX và FSR có tần số 8 kHz với chu kỳ thao tác là 50% cấp thẳng cho một IC và lệch pha 180° cho IC kia. Ðể mở rộng hệ thống lên 4 kênh, chỉ cần tăng tần số xung ñồng hồ lên 256 kHz và tín hiệu FSX và FSR vẫn có tần số 8 kHz nhưng chu kỳ thao tác là 25%. (H 9.17a) (H9.17 b) 9.4.6 Tín hiệu báo (signaling) : Tín hiệu báo chỉ ñược thực hiện ở chế ñộ vận tốc cố ñịnh (DCLKR=VBB). Các khung báo hiệu của phần thu và phát ñộc lập với nhau và ñược nhận diện bởi tín hiệu ñồng bộ khung có ñộ rộng tăng gấp ñôi so với tín hiệu ñồng bộ của các khung thường. Trong thời gian của một khung báo hiệu ở phần phát, IC mã hóa tín hiệu tương tự tới và bit LSB của từ mã PCM ñược thay thế bởi tín hiệu trên chân SIGX. Tương tự, ñối với khung báo hiệu ở phần thu IC sẽ chỉ giải mã 7 bit cao, bit LSB sẽ xuất ra chân SIGR và giữ ở ñó cho ñến khi khung báo khác tới. 9.4.7 Vận hành bất ñồng bộ : 2914 có thể vận hành theo phương thức ñồng bộ và bất ñồng bộ trong cả hai chế ñộ vận tốc cố ñịnh và vận tốc thay ñổi. Theo phương thức bất ñồng bộ, xung ñồng hồ thu phát ñược cấp từ các nguồn riêng biệt. Và ñể phần thu phát có thể hoạt ñộng hoàn toàn ñộc lập với nhau, trong 2914 có các mạch biến ñổi số-tương tự và các nguồn tham chiếu riêng cho phần phát và thu. Trong cả hai phương thức vận hành, các tín hiệu ñồng hồ chính, ñồng hồ vận tốc bit và chốt khe thời gian phải ñược ñồng bộ ở ñầu mỗi khung. Trong chế ñộ vận tốc thay ñổi, CLKX và DCLKX phải ñược ñồng bộ ở mỗi khung nhưng có thể có tần số khác nhau. Phần thu hoạt ñộng tương tự và ñộc lập với phần phát. 9.4.8 Vòng tương tự (analog loopback) : Một ñặc trưng của 2914 là có khả năng thực hiện vòng tương tự bên trong IC cho phép người sử dụng gửi một tín hiệu kiểm tra vào mạch và nhận tín hiệu ở ngã ra. (H 9.18) cho thấy cách nối ñể thực hiện vòng tương tự : ngã ra PWRO+ nối vào ngã VFXI+, GSR nối với PWRO- và VFXI- nối với GSX. Với mạch này người sử dụng có thể thực hiện việc thử mạch ñường dây từ xa bằng cách so sánh tín hiệu số ñưa vào phần thu (DR) với tín hiệu số tạo ra ở phần phát (DX). Một tín hiệu số 0 dBm ñưa vào ngã DR sẽ nhận ñược ở ngã ra DX một tín hiệu có giá trị +3 dBm. (H 9.18) 9.4.9 Ðiện thế tham chiếu chính xác : 2914 có mạch tạo ñiện thế tham chiếu bên trong riêng cho phần phát và thu và ñược ñiều chỉnh trước khi xuất xưởng. Các trị tham chiếu này xác ñịnh ñộ lợi và ñặc tính của IC. Do thực hiện bên trong IC nên nó có ñộ chính xác rất cao. 9.4.10 Mạch lọc phát (transmit filter) : Ngã vào phần phát là một OP-AMP có ñộ lợi ñiện thế vòng hở là 5000 và ñộ lợi ñơn vị cho băng thông 1 MHz , mạch này cho phép ñiều chỉnh ñược ñộ lợi của dải thông bằng cách thay ñổi R1 hoặc R2 (H 9.19) (H 9.19) Ðể bảo ñảm chất lượng tín hiệu của hệ thống, trong IC có các mạch lọc phát dùng tụ khóa (switched capacitor) sau ñây: - Một mạch lọc hạ thông với ñộ suy giảm 35 dB ở tần số lấy mẫu. - Một mạch lọc dải thông có ñặc tuyến phẳng phù hợp với dải tần của kênh D của AT&T và chuẩn CCITT - Một mạch lọc thượng thông có ñặc tuyến dốc ñứng ở 200 Hz ñể loại bỏ tần số 50 Hz (60Hz) của ñường dây ñiện và các nhiễu có tấn số thấp khác. 9.4.11 Mạch khuếch ñại công suất thu : 2914 có một mạch khuếch ñại công suất cân bằng có thể cho hai ngã ra riêng biệt ñể dùng cho chế ñộ vi sai hoặc chế ñộ ñơn. Ðiện trở tải cho chế ñộ ñơn là 300Ω và cho chế ñộ vi sai là 600Ω . Công suất tín hiệu thu ñược ñiều chỉnh bởi ñiện áp chân GSR. Khi nối GSR với PWRO- công suất ra tối ña và khi nối với PWRO+ công suất ra tối thiểu. Công suất thay ñổi từ 0 dB ñến -12 dB khi ñiều chỉnh GSR giữa PWRO+ và PWRO-. Mạch (H 9.20) cho thấy cách thiết lập ñộ lợi mạch ở chế ñộ vi sai. (H 9.20) Trong (H 9.20) các giá trị ñiện áp ở các chân: V0+ ở PWRO+ V0- ở PWRO- Vo = (Vo+) - (Vo-) R1 và R2 là các ñiện trở ñiều chỉnh ñộ lợi có mối giữa nối với GSR, ñược chọn thỏa ñiều kiện: R1 và R2 >10 kΩ và R1 // R2 <100kΩ. Ðộ lợi A của mạch khuếch ñại công suất: Trong thiết kế, giá trị R1 và R2 xác ñịnh từ biểu thức của A: Thí dụ: - Nếu A = 1 (công suất ra tối ña), thì R1/R2 = ∞ hay V(GSR) = V0- (GSR nối với PWRO-) - Nếu A=1/2 thì R1/R2 = 2 - Nếu A=1/4 (Công suất ra tối thiểu), thì R1/R2 = 0 hay V(GSR) = V0+ (GSR nối với PWRO+) Ðể mạch vận hành với chế ñộ ngã ra ñơn và ñộ lợi ñơn vị, chỉ cần nối chân PWRO- với chân GSR và lấy tín hiệu ra ở PWRO+. Trên ñây, chỉ ñiểm sơ lược một số tính năng của IC, còn rất nhiều ñặc tính khác mà trong giới hạn của giáo trình không ñề cập tới, ñộc giả có thể tham khảo thêm trong Data book của hãng INTEL. PHỤ LỤC MỘT SỐ TỪ VIẾT TẮT ACIA: Asynchronous Communication Interface Adapter 4.5 ADC: Analog to Digital Conerter 1.9 ADCCP: Advance Data Communication Control Procedure 6.7 AM: Amplitude Modulation 2.9 AMI: Alternate Mark Inversion 2.6 ANSI: American National Standard Institute 6.7 ASCII: American Standard Code for Information Interchang 1.3 ASK: Amplitude Shift Keying 2.9 ATM: Asynchronous Time Division Multiplexing 8.15 BCC: Block Check Character 3.7 BCP: Byte Control Protocol 6.3 BOP: Bit Oriented Protocol 6.3 BPSK: Binary Phase Shift Keying 7.9 BSC, BISYNC: Binary Synchronous Communication 6.4 CCITT: Interface Telegraph & Telephone Consultative Committee 6.7 CODEC: Coder & Decode 1.4 CRC :Cyclic Redundancy Check 3.9 DAA Data Access Arrangement 7.32 DAC: Digital to Analog Convert 1.9 DCE: Data Communication Equipment 4.2 DPSK: Differential Phase Shift Keying 7.19 DTE: Data Terminal Equipment 4.1 EBCDIC: Extended Binary Coded Decimal Information Code 4.3 ENIAC: Electronic Numerical Integrator And Calculator 1.2 FCC: Federal Communication Commission 1.2 FCS: Fram Check Sequence 3.8 FDM: Frequency Division Multiplexing 1.8 FDX: Full Duplex Tranmission 1.6 FM: Frequency Modulation 2.9 FSK: Frequenc y Shift Keying 2.10 HDX: Half Duplex Tranmission 1.6 HDLC: High level Data Link Control 6.7 IBM: International Business Machines Corporation 1.2 ISO: International Standard Orgazination 1.2 LAP-B: Link Access Procedure- Balance 6.7 LRC: Longitudinal Frequence Shift Keying 7.7 MODEM: Modulation & Demodulation 1.3 MSK: Minimum Frequency Shift Keying 7.7 NRZI: Nonreturn- to - Zero Inverted 2.5 NRZ-L: Nonreturn- to - Zero - Level 2.5 OQPSK: Offset Quadrature Phase Shift Keying 7.12 PAM: Pulse Amplitude Modulation 2.12 PAR: Peak to Average Ratio 6.27 PCM: Pulse Code Modulation 2.13 PLL: Phase Lock Loop 1.11 PM: Pulse Modulation 2.12 ΦΜ: Phase Modulation 2.11 PPM: Pulse Position Modulation 2.14 PSK: Phase Shift Keying 2.11 PTM: Pulse Time Modulation 2.13 PWM: Pulse Width Modulation 2.14 QAM: Quadrature Amplitude Modulation 7.15 QPSK: Quadrature Phase Shift Keying 7.10 ROP: Read Only Printer 1.6 SNR: Signal to Noise Ratio 15 SSBSC: Singnle Side Band Suppress Carrier 8.2 SDLC: Synchronous Data Link Control 6.4 SSDA:Synchronous Serial Data Adapter 6.20 SX: Simplex Tranmission 1.6 TDM: Time Division Multiplexing 1.8 UART: Universal Anschronous Receive Transmitter 4.5 UART: Universal Synchronous & Asynchronous Receive Transmitter 4.5 VCO: Voltage Control Oscillator 7.3 VRC: Vertial Redundancy Check 3.7 . TÀI LIỆU THAM KHẢO 1. A. BRUCE CARSON Communication systems Mc. Graw Hill International Editions - 1986 2. WAYNE TOMASI Telecommunication - Voice/Data with fiber optic applications Prentice- Hall International Editions - 1988 3. WILLIAM STALLING Data & Computer Communications Maxwell Mac Millan International Editions - 1989 4.GILBERT HELD Data Communications Sams Publishing - 1994 5. WILLIAM A. SHAY Understanding Data Communications and Network PWS Publishing Company - 1995 6. FRED HALSALL Data Communications, Computer Networks and Open systems Prentice- Hall International Editions - 1996 7. INTEL Microcommunications Handbook - 1988